充电模块设计 - EPS应急电源中均衡式充电装置的设计

　　3 充电模块设计

　　在充电模块的设计中， 应该说采用线性稳压电源、相控式晶闸管电源和高频开关电源均能满足上述提到的充电功能要求。考虑到装置的体积、重量、结构和维护的方便性， 本均衡充电装置的充电模块采用了高频开关电源。由于模块需要的功率不大， 在开关电源形式选择上采用了反激式高频开关电源。这种电源具有体积小， 效率高等特点。

　　一般的反激式高频开关电源都设计成稳压输出， 在电池充电应用中， 要加入外围电路实现恒流限压充电。其原理结构框图如图3所示， 它主要由交流输入整流电路、高频反激式变换器、电流型脉宽调制电路、输出反馈控制电路和保护告警及状态指示等电路组成。下面分别介绍主要组成电路设计和工作原理。

图3 充电模块原理结构示意图

　　3.1 高频反激式变换器

　　高频反激式变换器电路如图4所示。在反激变换器中一般有两种工作方式： 完全能量转换和不完全能量转换。当变换器输入电压在一个较大的范围内发生变化， 或负载在较大范围内变化时， 必然跨越两种工作方式， 因此要求变换器能在两种工作方式中都能稳定工作。

图4 反激式变换电路

　　图5所示的是工作在完全能量转换状态下， 开关管Q1上的电压与电流波形。在这种工作模式下， 每个开关周期被分为三个阶段（ 分别如图中1、2、3所示） .在阶段1, 开关管导通， 变压器原边电流沿斜线上升到峰值电流， 并将能量储存在高频变压器中。

　　在阶段2, 开关管关断， 上一阶段中变压器储存的能量传递给副边。由于漏感的存在会产生尖峰电压， 所以实际电路中利用钳位电路（ 图4中的C1、R4、D2、R5、C2） 把电压钳制在开关管的漏- 源击穿电压值以下。在阶段3, 感应电压降为零。变压器已将在阶段1储存的能量全部释放， 但该电压变化又通过激励由杂散电容和初级电感构成的谐振电路， 产生衰减振荡波形。

图5 完全能量转换的开关管电压及电流波形

　　图6所示的是工作在不完全能量转换状态下， 开关管的电压及电流波形在这种工作模式下， 每个开关周期被分为两个阶段（ 分别如图中1和2所示） .在阶段1, 开关管开始导通时， 由于变压器还储存有能量而使开始电流不为零。

　　变压器在这阶段继续储存能量。在阶段2, 开关管关断。上一阶段储存的能量传递到副边， 但没有把变压器里面的能量完全释放， 所以不存在完全能量转换方式中的第3阶段。

图6 不完全能量转换的开关管电压及电流波形

　　在反激式变换电路设计中应注意以下问题：

　　a. 当反激式变换器以连续方式工作时， 有相当大的直流电流成分， 这时，必须有气隙。适当的气隙可以防止饱和状态并平衡直流电流成分；b. 在缓冲器中（ 图中C1、R4、D2） , 通过减少R4值或漏电感值， 可以抑制钳位电压的升高趋势。但不能把钳位电压设计得太低， 因为反激过冲电压提供一个附加强制电压来驱动电能进入副边电感， 使副边反激电流迅速增大， 提高变压器的传输效率；c. 由于反激式变换器存在较大的纹波电压， 太大的纹波电压会使控制电路工作不够稳定， 所以增加LC滤波器一定程度地降低了纹波。

　　3.2 电流控制型脉宽调制器

　　电流控制型脉宽调制器电路原理如图7所示。电路核心是3842系列电流控制型脉宽控制芯片。关于该芯片的结构及特点可参阅文献，这里不再赘述。

图7 电流控制型脉宽调制器电路

　　反激变换器加假负载是必要的， 但对于解决空载振荡效果不大， 因为假负载不能设计太大， 会影响整个变换器的效率。

　　假负载加上以后， 变换器只是工作在很轻负载条件下， 振荡依然存在。这种振荡是一种被称为Burst Mode的模式， 也就是间歇工作模式。发生这种现象是由于空载、轻载时开关管开通时间过大， 引起输出能量太大造成电压过冲太大， 需要较长的时间去恢复到正常电压， 因此开关管需停止工作一段时间。对于使用3842系列芯片的反激变换器来说，有一个较为有效的解决办法。在锯齿波输出脚和电流检测脚之间接入一个PF级的电容（ 图7中的C6） ,利用锯齿波下降沿产生的抽流作用将检测到的电流信号中因为门极驱动产生的信号剔除， 从而可以使得开关管得到一个最小的开通时间去保持输出， 虽然也可能会出现间歇工作模式， 但是因为每个开关周期传递到副边的能量很小， 所以不会出现振荡现象。