复数RF混频器、零中频架构及高级算法： 下一代SDR收发器中的黑魔法资料下载

Dave Frizelle 和 Frank Kearney 复数混频器、零中频架构和高级算法开发之间存在一种有趣的联 系。本文旨在明确以上三者各自的基本概念，即工作原理以及它们 给系统设计带来的价值，并阐述它们之间的相互依赖关系。 RF工程常被视为电子领域的黑魔法。它可能是数学和力学的某种 奇特组合，有时甚至仅仅是试错。它让许多优秀的工程师不得其解， 有些工程师仅了解结果而对细节毫无所知。现有的许多文献往往 不建立基本概念，而是直接跳跃到理论和数学解释。 复数RF混频器揭秘 图1是采用上变频器（发射机）配置的复数混频器原理图。两条并 行路径各有独立混频器，一个公共本振向这些路径馈送信号，本振 与其中一个混频器的相位相差90°。两个独立输出随后在求和放大 器中求和，产生所需的RF输出。 图1. 复数发射机基本架构 该配置有一些简单但非常有用的应用。假设仅在I输入上馈送一个 信号音，而不驱动Q输入，如图2所示。假定I输入上的信号音频率 为x MHz，则I路径中的混频器产生LO频率±x的输出。由于没有信号 施加于Q输入，此路径中的混频器产生的频谱为空，I混频器的输出 直接成为RF输出。 图2. I路径分析 或者，假设仅向Q输入施加一个频率为x的信号音。Q混频器进而产 生信号音为LO频率±x的输出。由于没有信号施加于I输入，其混频 器输出静音，Q混频器的输出直接成为RF输出。 图3. Q路径分析 乍看起来，图2和图3的输出似乎完全相同。但实际上，二者有一个 关键差异，那就是相位。假设将相同信号音同时施加于I和Q输入， 并且输入通道之间存在90°相移，如图4所示。 图4. 同时施加I和Q信号的路径分析 仔细审视混频器输出，我们观察到：LO频率加输入频率的信号是 同相的，但LO频率减输入频率的信号是异相的。这导致LO上侧的信 号音相加，而下侧的信号音相消。没有任何滤波，我们便消除了其 中一个信号音（或边带），产生的输出完全位于LO频率的一侧。 在图4所示例子中，I信号比Q信号超前90°。如果变更配置使得Q信 号比I信号超前90°，那么可以预期会有类似的相加和相消，但在这 种情况下，所有信号将出现在LO的下侧。 图5. 信号音位置取决于I和Q的相位关系 上面的图5显示了一个复数发射机的实验室测量结果。左边显示的 是I比Q超前90°的测试案例，其导致输出信号音位于LO的上侧。图5 右边显示了相反的关系，即Q比I超前90°，由此得到的输出信号音位 于LO下侧。 理论上应当可以让全部能量仅落在LO的一侧。然而，如图5中的实 验室测量结果所示，在实践中完全相消是不可能发生的，有一些 能量会留在LO的另一侧，这就是所谓镜像。还应注意，LO频率的 能量也是存在的，称为LO泄漏或LOL。结果中还可以看到其他能 量—这些是所需信号的谐波，本文不予以讨论。 为了完全消除镜像，I和Q混频器输出的幅度必须完全一致，而在LO 镜像侧上彼此之间的相位恰好相差180°。如果不能满足上述相位 和幅度要求，那么图4所示的相加/相消过程就会不太理想，镜像频 率的能量仍会存在。 影响 采用常规单混频器架构时，产生LO±产物。发射之前需要消除其中 一个边带，通常是通过增加带通滤波器来消除。滤波器的滚降频 率必须适当，使其既能消除不需要的镜像信号，又不会影响需要 的信号。 图6.单混频器镜像滤波器要求 镜像和所需信号之间的间隔会直接影响到对滤波器的要求。如果间隔较大，可以使用滚降较缓的简单低成本滤波器。如果间隔较窄，设计必须实现具有陡峭响应的滤波器，通常采用多极点或SAW滤波器。因此可以说，镜像和所需信号之间必须保持适当的间隔，以便可以滤除镜像而不影响所需信号；该间隔与滤波器的复杂度和成本成反比。此外，如果LO频率可变，滤波器必须可调谐，这会进一步增加滤波器的复杂度。 镜像和所需信号之间的间隔由施加于混频器的信号决定。图6中的例子显示一个与DC相距10 MHz的10 MHz带宽信号。相应的混频器输出将镜像置于与所需信号相距20 MHz的地方。这种配置中，为在输出端实现10 MHz的所需信号频谱，必须让一条20 MHz基带信号路径连接到混频器。10 MHz的基带带宽未使用，混频器电路的数据接口速率高于必要水平。 回到图5所示的复数混频器，我们知道其架构消除了镜像而无需外部滤波。而且，在零中频架构中可以优化效率，使得信号路径处理带宽等于所需信号带宽。图7所示的概念图说明了其实现原理。如上所述，如果I比Q超前90°，则仅LO上侧会有输出。如果Q比I超前90°，则仅LO下侧会有输出。因此，如果产生两个独立基带信号，其中一个设计成仅产生上边带输出，另一个设计成仅产生下边带另一个设计成仅产生下边带输出，那么可以在基带中将其相加并施加于复数发射机。结果将是具有不同信号的输出出现在LO上侧和下侧。在实际应用中，组合基带信号以数字方式产生。图7所示求和节点仅是为了说明此概念。 图7.零中频复数混频器架构 零中频红利 利用复数发射机产生单边带输出具有相当大的好处，可减少为消除镜像所需要的RF滤波。然而，如果镜像相消性能足够好，使得镜像可忽略不计，那么可以使用零中频模式来进一步发挥该架构的优势。零中频允许我们使用特别创建的基带数据来产生RF输出，从而在LO两侧出现相互独立的信号。图8显示了这是如何实现的。我们有两组相互独立的I和Q数据，用符号数据编码，接收机可以根据基准载波的相位进行解码。 图8.深入考察零中频复数混频器配置中的I/Q信号 初始观测显示：Q1比I1超前90°，二者的幅度一致。类似地，I2比Q2超前90°，其幅度同样一致。将这些独立信号合并，使得I1 I2 = SumI1I2，Q1 Q2 = SumQ1Q2。相加后的I和Q信号不再表现出相位和幅度相关性—其幅度在所有时候都不相等，二者之间的相位关系不断变化。所得的混频器输出将I1/Q1数据置于载波的一侧，将I2/Q2数据置于载波的另一侧，如上所述及图7所示。 通过将彼此相邻的独立数据块置于LO的任一侧，零中频使复数发射机的优势得到加强。数据处理路径带宽绝不会超过数据带宽。因此，理论上，在零中频架构中使用复数混频器便提供了一种解决方案，其不需要RF滤波，同时还能优化基带功率效率，降低不可使用信号带宽的单位成本。 到目前为止，本文的重点是复数混频器用作零中频发射机。同样的原理反过来也成立，即复数混频器架构可以用作零中频接收机。针对发射机说明的优势同样适用于接收机。使用单混频器接收信号时，首先必须利用RF混频器滤除镜像频率。在零中频工作模式下，无需担心镜像频率，高于LO的信号接收与低于LO的信号接收是相互独立的。 复数接收机如下图所示。输入频谱同时施加于I和Q混频器。一个混频器通过LO驱动，另一个混频器通过LO 90°驱动。接收机的输出为I和Q。对于接收机来说，要想由经验证明给定输入对应的输出将会如何并不容易，但如果输入信号音高于LO，如图所示，那么I和Q输出将处于(信号音 – LO)频率，并且I和Q之间会有相移（I比Q超前）。类似地，如果输入信号音低于LO，那么I和Q输出同样是在(LO – 信号音)频率，但这时是Q比I超前。通过这种方式，复数接收机可以区分高于LO的能量和低于LO的能量。 复数接收机的输出将是两种I/Q信息之和：一种代表接收到的高于LO的频谱，另一种代表接收到的低于LO的频谱。这一概念已在前面针对复数发射机做过说明，其中是将相加后的I信号和相加后的Q信号施加于复数发射机。对于复数接收机，接收相加后的I信息和相加后的Q信息的基带处理器可利用复数FFT来轻松区分较高频率和较低频率。 图9.零中频复数混频器接收机配置 收到相加后的I信号和相加后的Q信号时，有两个已知量——相加后的I信号和相加后的Q信号——但有四个未知量，即I1、Q1、I2和Q2。由于未知量多于已知量，因此似乎无法解出I1、Q1、I2和Q2。然而，我们还知道I1 = Q1 90，I2 = Q2 – 90，有了这两个已知关系后，便可利用收到的相加后的I信号和相加后的Q信号解出I1、Q1、I2和Q2。事实上，我们只需解出I1和I2，因为Q信号是I信号的副本，不过相位偏移±90而已。 限制 实践中，复数混频器试图完全消除镜像信号。这一限制对无线电架构设计有两个突出影响。