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低音发破和高、中音发毛、声音不圆润，常和放大器的非线性失真有关。当放大器存在5％以上的非线性失真时会有此听感。此现象多发生在放大系统中三极管工作点选择不当。放大器线性工作区过窄，开大音量产生削波失真。但有时也会发生单纯低音发破的现象，即使音量并未开大，重放过程中遇有鼓声、大提琴的拨弦声则声音发破，同时尾音不清，而同样音量下的乐曲中只有中、高音的瞬间则无此现象。说明并非放大器非线性所致。遇到此情况。发出的低音颇似低音单元音圈擦圈。或低音单元纸盒破损、阻尼环裂纹等现象。 但用另一台放大器试听，音箱单元一切正常。造成低音发出破声的原因常有以下几点，可对症摩机。
（1）放大器供电系统低频阻抗过大。输出级低音输出大电流信号。在供电电源内阻上产生较大的压降，通过电源馈入前级形成反馈，当多级放大时构成正反馈信号电压。形成自激振荡，使输出波形产生失真。此自激振荡过程，只有当信号频率低到一定程度，使电源内阻压降增大到足以满足自激振荡幅度时才会发生，且随信号频率升高，电源内阻降低而停止。所以，一般不会形成连续振荡的产生，只发生于低于某频率信号后的瞬间。
半导体器件组成的放大器属低电压、大电流工作状态。大功率输出电流在几安至十几安之间，为了避免在供电电源两端产生不小的电压降。对电源内阻及其宽频带范围内的阻抗要求越低越好。
电源直流内阻通常由变压器绕组的直流电阻、二极管正向电阻组成，对无稳压器的整流、滤波电源而言。电源的内阻则主要取决于滤波电容器的容抗，理论上说滤波电容的容抗在放大器通频带内应基本接近于0Ω。所以，发烧友摩电源总是将滤波电容器换成容量更大的电解电容器。但是。容量10000μF的电解电容器对于20Hz的信号频率其容抗也有0.8Ω，当输出级电流为5A时。电源两端也会产生4V的压降。放大器的频响20Hz一20kHz。并非指20Hz以下信号无输出，只是输出幅度稍降低而已。
如果有一信号的频率为10Hz.则10000μF滤波电容容抗将增大为1.6Ω，电源压降也随之增大。而目前放大器频响下限扩大到5Hz者也极普遍，显然，单纯增大滤波电容的容量效果甚微，欲使电源内阻抗接近0Ω是不现实的。实际电路中总是在前级供电电路中采用RC退耦电路。
防止电源内阻信号压降进入前级放大器。不过，通常电路设计中常以电源纹波100Hz作为选择退耦电路元件参数的依据，显然欠周密。如此选择，将使信号为10Hz的频率成分压降幅度增大为电源纹波的10倍。从而造成低频触发振荡的隐患。事实上，电源退耦电路也应使低端信号频率的阻抗尽量小。其有效方法是。尽量增大退耦电容器容量。虽然滤波电容器不能使电源内阻接近于0Ω，但随容量的增大阻抗会降低，所以音响电源中仍不遗余力地增大滤波电容的容量。但是，电解电容器由于结构的原因有其固有的弱点。而且某些弱点会随电容器的容量增大更加严重。除等效电感ESL以外，大容量电解电容器瞬时充放电电流也大，其电极引出端极易在大电流冲击下形成接触不良，从而使其等效串联电阻增大。
某些电解电容器使用一段时间后，等效ESR由几百mΩ增大为几Ω，致使总阻抗随之增大。为了补偿ESR的增大。宁可用小容量电容并联应用，而不用单只大容量电解电容是有效措施之一，对降低100Hz以下信号频率的压降极为有效。另外，采用动态内阻更低的稳压电路，消除前级输入的信号成分，此为高档功放前级采用伺服稳压方式的重要原因。此种稳压方式既有较高的稳定度，也有极低的内阻，足以消除由电源形成的信号反馈，可根据功放电源总设计方案选择应用。
如果放大器的前后级由同一组电源供电，则选择伺服稳压器对前级供电是必需的。
当前级供电由变压器另一次级绕组单独整流滤波供电时，两组电压间通过变压器电磁耦合，仍会有信号纹波反馈，但相对较弱，前级供电采用普通串联稳压方式尽可满足。
（1）放大器供电系统低频阻抗过大。输出级低音输出大电流信号。在供电电源内阻上产生较大的压降，通过电源馈入前级形成反馈，当多级放大时构成正反馈信号电压。形成自激振荡，使输出波形产生失真。此自激振荡过程，只有当信号频率低到一定程度，使电源内阻压降增大到足以满足自激振荡幅度时才会发生，且随信号频率升高，电源内阻降低而停止。所以，一般不会形成连续振荡的产生，只发生于低于某频率信号后的瞬间。
半导体器件组成的放大器属低电压、大电流工作状态。大功率输出电流在几安至十几安之间，为了避免在供电电源两端产生不小的电压降。对电源内阻及其宽频带范围内的阻抗要求越低越好。
电源直流内阻通常由变压器绕组的直流电阻、二极管正向电阻组成，对无稳压器的整流、滤波电源而言。电源的内阻则主要取决于滤波电容器的容抗，理论上说滤波电容的容抗在放大器通频带内应基本接近于0Ω。所以，发烧友摩电源总是将滤波电容器换成容量更大的电解电容器。但是。容量10000μF的电解电容器对于20Hz的信号频率其容抗也有0.8Ω，当输出级电流为5A时。电源两端也会产生4V的压降。放大器的频响20Hz一20kHz。并非指20Hz以下信号无输出，只是输出幅度稍降低而已。
如果有一信号的频率为10Hz.则10000μF滤波电容容抗将增大为1.6Ω，电源压降也随之增大。而目前放大器频响下限扩大到5Hz者也极普遍，显然，单纯增大滤波电容的容量效果甚微，欲使电源内阻抗接近0Ω是不现实的。实际电路中总是在前级供电电路中采用RC退耦电路。
防止电源内阻信号压降进入前级放大器。不过，通常电路设计中常以电源纹波100Hz作为选择退耦电路元件参数的依据，显然欠周密。如此选择，将使信号为10Hz的频率成分压降幅度增大为电源纹波的10倍。从而造成低频触发振荡的隐患。事实上，电源退耦电路也应使低端信号频率的阻抗尽量小。其有效方法是。尽量增大退耦电容器容量。虽然滤波电容器不能使电源内阻接近于0Ω，但随容量的增大阻抗会降低，所以音响电源中仍不遗余力地增大滤波电容的容量。但是，电解电容器由于结构的原因有其固有的弱点。而且某些弱点会随电容器的容量增大更加严重。除等效电感ESL以外，大容量电解电容器瞬时充放电电流也大，其电极引出端极易在大电流冲击下形成接触不良，从而使其等效串联电阻增大。
某些电解电容器使用一段时间后，等效ESR由几百mΩ增大为几Ω，致使总阻抗随之增大。为了补偿ESR的增大。宁可用小容量电容并联应用，而不用单只大容量电解电容是有效措施之一，对降低100Hz以下信号频率的压降极为有效。另外，采用动态内阻更低的稳压电路，消除前级输入的信号成分，此为高档功放前级采用伺服稳压方式的重要原因。此种稳压方式既有较高的稳定度，也有极低的内阻，足以消除由电源形成的信号反馈，可根据功放电源总设计方案选择应用。
如果放大器的前后级由同一组电源供电，则选择伺服稳压器对前级供电是必需的。
当前级供电由变压器另一次级绕组单独整流滤波供电时，两组电压间通过变压器电磁耦合，仍会有信号纹波反馈，但相对较弱，前级供电采用普通串联稳压方式尽可满足。
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