主副电源自动切换电路分析 MOS管参数详解

在国外网站看到一个主副电源自动切换的电路，设计非常巧妙。

我之前应用的电路：

上面电路设计也挺不错的，如果VCC端需要的电压不一定要求等于VUSB，那么这个电路是可以的，那么问题来了，如果主副输入电压相等，同时要求输出也是同样的电压，不能有太大的压降，怎么设计?上面的电路肯定不能满足了，因为D1的压降最小也是0.3V。

主副电源自动切换电路分析

看下面的电路：

这个电路咋一看复杂很多，其实很简单，巧妙的利用了MOS管导通的时候低Rds的特性，相比二极管的方式，在成本控制较低的情况下，极大的提高了效率。

本电路实现了：当Vin1=3.3V时，不管Vin2有没有电压，都由Vin1通过Q3输出电压;当Vin1断开的时候，由Vin2通过Q2输出电压。因为选用MOS管的Rds非常小，产生的压降差不多为数十mV，所以Vout基本等于Vin。

原理分析：

1、如果Vin1=3.3V，NMOS Q1导通，之后拉低了PMOS Q3的栅极，然后Q1也开始导通，此时，PMOS Q2的栅极跟源极之间的电压为Q3的导通压降，该电压差不多为几十mV，因此Q2关闭，外部电源Vin2断开，Vout由Vin1供电，Vout=3.3V。此时整个电路的静态功耗I1+I2=20uA。

2、Vin1断开了，Q1截止，Q2的栅极有R1的下拉，所以Q2导通，Q3的栅极通过R2上拉，所以Q3也截止，整个电路，Q1跟Q3截止，Vout由Vin2供电，Vout =3.3V。此时上面电路I1跟I2的静态功耗不存在。

可见，当存在主电源时，电路的静态功耗为20uA，否则，几乎为零。所以电池适合在外部电源供电。

MOSFET Q1、Q2跟Q3应该选择具有低压栅极和非常低的导通电阻特性。 例如：Q2=Q3=PMN50XP，在Vgs=-3.3V时，Rds(on)为60mΩ。Q1可以选2N7002，仅供参考，实际应用根据不同的情况选择合适的MOSFET。

本电路的一大优点就是，整个电路几乎不存在压降(当然电流很大的场合另说)，巧妙的控制三个MOS管的开启与截止，最大效率的实现的主副电源的自动切换。

MOS管参数详解

对于实际项目应用，主要关注下面几个参数，其他参数可以自己根据需求查看手册。

1、VGS(th)(开启电压)

当外加栅极控制电压 VGS 超过 VGS(th) 时，漏区和源区的表面反型层形成了连接的沟道。应用中，常将漏极短接条件下ID等于1毫安时的栅极电压称为开启电压。此参数一般会随结温度的上升而有所降低。

MOS管的导通条件：

N沟道：导通时 Vg>Vs,Vgs> Vgs(th)时导通;

P沟道：导通时 Vg

MOS管导通条件：|Vgs| > |Vgs(th)|

2、VGS(最大栅源电压)

栅极能够承受的最大电压，栅极是MOS管最薄弱的地方，设计的时候得注意一下，加载栅极的电压不能超过这个最大电压。

3、RDS(on)(漏源电阻)

导通时漏源间的最大阻抗，它决定了MOSFET导通时的消耗功率。这个值要尽可能的小，因为一旦阻值偏大，就会使得功耗变大。MOS管导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。

4、ID(导通电流)

最大漏源电流。是指场效应管正常工作时，漏源间所允许通过的最大电流。场效应管的工作电流不应超过ID。一般实际应用作为开关用需要考虑到末端负载的功耗，判断是否会超过ID。

5、VDSS(漏源击穿电压)

漏源击穿电压是指栅源电压VGS为0时，场效应管正常工作所能承受的最大漏源电压。击穿后会使得ID剧增。这是一项极限参数，加在场效应管上的工作电压必须小于 V(BR)DSS 。

6、gfs(跨导)

是指漏极输出电流的变化量与栅源电压变化量之比，是表征MOS管放大能力的一个重要参数,是栅源电压对漏极电流控制能力大小的量度。过小会导致MOS管关断速度降低，过大会导致关断速度过快， EMI特性差。

7、充电参数

栅极充电信息：

因为MOS管的都有寄生电容，其被大多数制造厂商分成**输入电容，输出电容以及反馈电容。**输入电容值只给出一个大概的驱动电路所需的充电说明，而栅极充电信息更为有用，它表明为达到一个特定的栅源电压栅极所必须充的电量。

MOS管的寄生电容

寄生电容是指电感，电阻，芯片引脚等在高频情况下表现出来的电容特性。实际上，一个电阻等效于一个电容，一个电感，一个电阻的串联，低频情况下表现不明显，而高频情况下，等效值会增大。MOS管用于控制大电流通断，经常被要求数十K乃至数M的开关频率，在这种用途中，栅极信号具有交流特征，频率越高，交流成分越大，寄生电容就能通过交流电流的形式通过电流，形成栅极电流。消耗的电能、产生的热量不可忽视。加在G极的弱驱动信号瞬间变为高电平，但是为了“灌满”寄生电容需要时间，就会产生上升沿变缓，影响开关频率。

在MOS管的规格书中，有这么几个电容参数：

对于这几个电容参数，看下图所示：

一般从单片机普通应用来说，我们对这个开关要求没那么高，如果不是特殊应用场合可以不用深究。但是，不能忽略寄生电容，所以在我们的MOS使用时候，就会在GS级加上一个电阻，用来释放寄生电容的电流。

MOS管的米勒电容

这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们并不是独立的，而是相互影响，其中一个关键电容就是 米勒电容Cgd 。这个电容不是恒定的，它随着栅极和漏极间电压变化而迅速变化，同时会影响栅极和源极电容的充电。

额外说明一下，三极管也有米勒电容和米勒效应，但是相对来说MOS管的米勒电容会比三极管的大很多(具体原因由于工艺问题和MOS管特性问题，阻抗大 —> 电流小 —> 充电时间长 —> 等效电容大)。米勒效应会严重增加MOS的开通损耗，因为它延长了MOS的开通时间，同时会降低MOS的开关速度。但因为MOS管的制造工艺，一定会产生Cgd，也就是米勒电容一定会存在，所以米勒效应不能避免，只有采用适当的方法减缓。一般有四种方法：①选择合适的门极驱动电阻RG;②在G和S之间增加电容;③采用负压驱动;④门极有源钳位。

　　审核编辑：汤梓红