为绝对精度电压输出DAC设计选择合适的串联基准电压源

本文提供了用于选择电压输出DAC最佳串联基准电压源的深入分析、程序和选择表。它涵盖了所有重要参数，例如：输入电源电压、基准输出电压、初始精度、线路和负载调整率、稳定性和噪声。此外，还给出了四个常见的设计示例。

在设计包含数模转换器（DAC）和外部基准电压源的系统时，基准电压源规格与DAC本身的规格同样重要。本文探讨了为电压输出DAC选择外部三端串联基准电压源所涉及的一些问题。DAC系统设计示例用于说明在优化成本、精度或功耗时的各种权衡。

关于基准电压源的几句话

本文主要关注Maxim的三端串联带隙基准电压源，但也讨论了埋极齐纳基准。不包括双端子并联基准电压源，因为三端子串联器件现在以具有竞争力的价格提供，并且具有相对于输入电压几乎恒定的低静态电流。

MAX6006-MAX6009双端并联基准系列值得考虑用于超低功耗应用，因为它们可以产生1.25V、2.048V、2.5V或3V，工作电流仅为1μA。 Maxim还提供一系列低成本、行业标准的LM4040并联基准。

基于齐纳基准电压源的基准电压源经过光处理，主要是因为它们具有高输入电压要求（这限制了它们在电源电压较低的系统中的适用性）。尽管重点缩小，但本文中涵盖的许多主题适用于其他参考类型。例如，由偏置电流变化引起的并联基准电压源上的基准电压变化类似于串联基准电压源的负载调节，并且可以用类似的方式分析对DAC性能的影响。

图1所示为典型设计的三端串联电压基准（MAX6325）和DAC（MAX5170）之间的连接。在这种情况下，基准电压源和DAC之间显示了一个外部电容，但如果空间有限，并且DAC没有快速电源或输出瞬态开关，则通常可以省去该电容。该图还显示了电源滤波输入电容器和宽带降噪电容器，但这两个电容器也是可选的。最后，MAX6325电压基准具有TRIM引脚，允许用户选择使用外部电位器消除初始误差。

图1.连接一个三端串联基准电压源和一个DAC。

基准电压规格的定义

除了成本和封装之外，关于基准电压源选择的讨论中还将涵盖几种（但不是全部）规格。这些规范在本文末尾列出的参考文献中有详细描述，因此这里仅简要总结它们。以下是规范的定义：

输入电源电压：基准电压源的电源输入电压。上端受用于基准电压源的硅工艺的限制，底端受基准输出和压差限制：

VIN(MIN) = VREF + VDROPOUT

基准输出电压：

DAC基准输入端使用的稳压。

初始精度：精度用词不当，因为它实际上代表了初始输出电压误差。在 25°C 时以 % 或 mV 为单位。 一些固定电压和任何可调基准电压源都可以调整以提高精度。

基准输出电流：基准电压源可源向DAC基准输入端的可用负载电流。本文中介绍的所有参考资料也可以吸收电流，但不能吸收电流。

基准负载调整率： 参考输出电压的增量变化，用于参考输出电流的直流变化。以μV/μA或等效的mV/mA、mV（在整个输出电流范围内）、ppm/mA或%/mA为单位。

输入线路调节：输入电源电压直流变化时基准输出电压的增量变化。规格单位为μV/V。

输出电压温度系数（温度系数）：给定温度变化时基准输出电压的变化。以ppm/°C为单位。 Maxim采用盒式方法，其中最大基准输出分数电压变化除以最大工作温度范围：

TCVOUT = 106 ×| ΔVREF(max)/ VREF | / (TMAX-TMIN)

输出电压温度迟滞：

温度循环后+25°C时基准输出电压的变化（T最低到 T。.MAX） 应用。指定为以 ppm 表示的电压比。

TEMPHYST = 106 × | ΔVREF / VREF |, where ΔVREF = VREF before ΔT cycle minus VREF after ΔT cycle.

输出电压长期稳定性：

基准输出电压随时间的变化。以 ppm/1000 小时为单位指定。超过1000小时间隔的累积漂移没有指定，但它通常远低于初始漂移，初始漂移本身可以通过PCB级老化来改善。

输出噪声电压：基准输出端的电压噪声。在1.0Hz至1Hz带宽范围内，10/f分量以μVp-p为单位，宽带噪声通常以μV为单位有效值在 10Hz 至 10kHz 带宽范围内。

容性负载稳定性范围：基准电压源在其输出端可以承受的容性负载范围（包括用户提供的电容、负载提供的电容和杂散电容）。外部电容器仅用于限制大负载或电源瞬变，并且可以在许多设计中省去以节省电路板空间。一些基准具有引脚，可以增加补偿电容（MAX872）或降噪电容（MAX6325）以提高性能。

DAC 注意事项

本文仅讨论缓冲电压输出DAC，因为这种架构更容易说明关键点。电流输出DAC通常用于乘法配置（MDAC）以提供可变增益，并且通常需要外部运算放大器来产生电压输出。

本文考虑的所有Maxim电压输出DAC均采用反相R-2R架构。从基准电压的角度来看，这种DAC架构的主要特性是DAC基准输入电阻与DAC代码的变化。必须注意确保基准电压源能够在DAC的最小基准输入电阻下提供足够的电流，并在DAC代码变化时具有足够的负载调节。图4显示了一个2位示例及其归一化基准输入电流。请注意，DAC代码0处的基准电流未显示在图中，因为连接到基准的所有开关都开路，几乎没有基准电流流动。另外两个对基准电压选择很重要的DAC规格是基准输入电压范围和DAC输出增益。

图2.反相 R-2R 架构和基准输入电流变化（4 位）。

输出误差和精度定义

我们将输出误差定义为与理想输出电压的偏差，该电压源将由完美基准电压源和DAC提供。需要注意的是，本文将讨论绝对精度，这意味着所有内容都以理想的DAC输出电压范围为参考。例如，12位DAC代码4095应产生4.095V的输出，基准电压为4.096V;任何与此的偏差都是错误。这与相对精度形成鲜明对比，在相对精度中，满量程输出更多地由应用而不是绝对电压决定。例如，在比例式系统中，ADC和具有相同分辨率的DAC共享一个基准电压源，只要DAC输出和ADC输入电压对于给定的数字代码几乎相同，实际基准电压是多少可能无关紧要（在合理范围内）。

输出误差通常指定为单侧值（以DAC分辨率下的LSB为单位），但实际上意味着双面误差（图3）。例如，具有12.4V输出范围的096位DAC的理想LSB步长为4.096V/4096 = 1mV。如果本例中指定的输出误差为4位分辨率下的12LSB，则意味着任何代码的DAC输出都可能比理想值±4LSB（或±4mV）。我们根据我们有多少实际位来定义精度，以达到所需的输出电压，误差最多为1LSB：

精度 = DAC 分辨率 - 对数2（错误）

在我们的示例中，我们实际上有 10 位（12 - log2（4））的精度，因为我们只能在任何给定的理想DAC输出值的1位分辨率（±10mV = ±4/4 = ±4096/1）下达到1024LSB以内。

图3.DAC传递函数和输出误差（假设为零偏移）。

有几个源会导致输出误差，但有些源（如DAC失调）被忽略，因为它们与基准电压选择过程无关。考虑的基准电压源误差源包括初始误差、温度系数、温度迟滞、长期稳定性、负载和线路调整率以及输出噪声。DAC误差源包括INL、增益误差、增益-误差温度系数和输出噪声。

虽然目标误差适用于整个DAC码范围，但上述大多数误差源都会产生有效的增益-误差变化，在传递函数的满量程（最高DAC码）附近最大（图3）。增益误差随着DAC码值的减小而减小;这些误差在中间量程时减半，在代码零附近几乎消失，其中偏移误差占主导地位。误差源不完全影响增益误差，而是同样适用于大多数DAC代码范围，包括DAC INL和输出噪声。

INL通常使用以下两种方法之一进行定义：绝对线性度或终点线性度。绝对线性度将DAC线性度与理想的传递函数线性度进行比较。端点线性使用两个测量的端点来定义线性（在这些点之间绘制一条直线），并将所有其他点与此线进行比较。无论哪种情况，INL都应包括在误差分析中。在后一种情况下，DAC INL误差在端点处为零，但可以在这些值内的DAC码字处出现。例如，对于在12V和0.4V（满量程）端点之间定义INL的095位DAC，INL规范适用于接近0和4095的DAC代码。为了计算最大误差，将DAC的INL和噪声引起的输出误差与前面提到的增益误差相加是合理的，这些误差在代码4095附近最为严重。

数字转换器设计示例

为了说明DAC基准电压源选择所涉及的步骤，我们创建了一些设计示例，以涵盖一系列应用（表1）。这些示例仅包含 10 位、12 位和 14 位 DAC 设计，因为它们最具启发性。设计步骤按设计示例分为各个部分（请参阅设计 A、设计 B 等）。

表 1.DAC 设计示例的要求

第1步：电压范围和基准电压测定

为 DAC 应用选择基准电压源时，首先要考虑的是评估电源电压和 DAC 输出电压范围（表 2）。为了简化上述设计示例，已经选择了DAC，因此它们的输出增益不是我们在实际设计中需要权衡的变量。

表 2.DAC设计示例的电压相关参数

*为每个设计示例选择基准电压和DAC增益

设计A：低成本，精度松散

以设计A为例，VDD为5V，输出范围为0-2.5V，因此采用2.5V基准，MAX5304力/检测输出设置为单位增益（OUT和FB引脚短路）。较低的基准电压源可以与较高的外部设置增益一起使用，但我们选择为这种低成本设计节省两个电阻。

设计B：高绝对精度和精密度

设计B示例选择2.5V基准，因为MAX5170增益固定在1.638，最终输出电压范围为0-4.096V。如果设计B需要较低的基准电压，可以使用MAX5171 DAC，其输出力/检测增益可通过外部电阻设置为高于1.638，如图4所示。请注意，最小VDD电平为4.95V，因此我们可以使用的最高基准电压为4.95V - 1.4V = 3.55V，因为DAC基准输入限制为（VDD - 1.4V）*。

*此限制适用于本文中提到的所有 DAC。

图4.设计 B 基准选项：（a） 2.5V（选任）、（b） 2.048V、（c） 1.25V。

设计 C：一次性校准，低漂移

在Design-C示例中，MAX5154的固定增益为2，因此2.048V基准在满量程时提供4.096V标称输出。该电压必须超过我们的4.000V设计要求，以便我们可以使用增益校准将电压缩小到0V至4V范围。如果使用MAX5156力/检测DAC，该设计还具有其他基准电压选项。请注意，基准输入上限电压为4.75V - 1.4V = 3.35V。

设计 D：低电压、电池供电、中等精度

在设计D示例中，最小VDD为2.7V，因此可以使用的最大基准电压为2.7V - 1.4V = 1.3V。本例中，1.25V基准满足0V至2.048V输出范围，MAX5176增益为1.638。重要的是，最差情况下的基准电压（包括所有误差项）应保持在1.3V以下，否则将超过DAC基准输入电压的规格。

计算了每个设计示例的近似压差（表2）。所有这些电压均远高于Maxim基准电压源的典型200mV（或更低）压差。由于大多数Maxim DAC的基准电压上限限制为VDD - 1.4V，因此，如果DAC和基准电压源使用相同的正电源轨，则这些设计通常可以忽略压差。压差是近似值，因为它们是在没有任何误差项（如初始精度）的情况下计算的，但与典型的压差电压相比，这些误差很小，可以忽略不计。

第2步：初始基准电压器件选择标准

在为每种设计选择最佳基准时，需要考虑许多因素。为了使程序易于管理，将根据上述确定的基准电压、所需初始精度的估计值、近似的温度系数以及所选DAC所需的参考输出电流来识别候选器件（表3）。其他因素，如成本、静态电流、封装和对其余规格的快速浏览，将用于为每个设计选择特定的初始器件。其余规格将在下一节（步骤3）中进行分析，以确定器件是否满足整体精度要求。

表 3.初始设备选择注意事项

*每个设计示例的初始参考选择

设计A：低成本，精度松散

乍一看，MAX6002（0.39美元/2500个）似乎是设计A的不二之选，因为A要求低成本和相当宽松的精度。但进一步观察会发现，MAX6002不是一个好的选择。其组合初始精度（1%，10位时为~10LSB）和温度系数误差（70°C × 100ppm/°C = 7000ppm ~ 7LSB（10位时）已经违反了设计A的总体精度要求（17LSB在16位时超过10LSB的设计要求），即使不包括其他误差项，如负载调整率、噪声等。MAX6125的精度为1%，其50ppm/°C的温度系数使我们处于设计A误差限值（~13.5LSB）之内，但其成本（0.95美元/1000个）对于本应用来说太高了。

MAX6002可用于精度要求进一步放宽或采用某种校准方案的情况，而更昂贵的MAX6125可能可以毫不妥协地满足要求。假设精度要求很高，本例说明了DAC设计基准选择的关键权衡：初始元件成本（MAX6125）与校准成本（MAX6002）。

对Maxim基准电压源选择表的进一步研究揭示了设计A的更好选择。如果将总误差的一半（8位~10.0%时为8LSB）任意分配给初始精度，将一半分配给温度系数（0.8% = 8000ppm/70°C = 114ppm/°C），MAX6102（0.55美元/2500个，初始精度0.4%，75ppm/°C）表面是最佳选择。MAX6102可为负载提供5mA电流，因此能够驱动MAX5304 DAC的基准输入（2.5V/18 kΩ ~ 140μA最大值）。如果在分析其它误差项时排除了MAX6102，则可以重新考虑MAX6125作为备用替代方案。

设计B：高绝对精度和精密度

由于设计B具有如此具有挑战性的精度要求，MAX6225和MAX6325埋入式齐纳基准是最初的候选选择，因为它们具有如此低的温度系数、出色的长期稳定性和低噪声。这些器件还具有非常好的初始精度，但对于设计B来说，这是一个没有实际意义的规格，因为DAC和基准电压源引起的增益误差被校准出来。MAX6225和MAX6335提供15mA电流，因此驱动MAX5170 DAC基准输入（最大2.5V/18k ~ 140μA）不是问题。之所以选择MAX6325，是因为它具有唯一的温度系数（70°C × 1ppm/°C = 70ppm最大值），低于122ppm的总体精度要求（2LSB @ 14位= 2/214= 2/16384 = 1.22 × 10-4= 122ppm），同时为其他误差源留出余量。如果我们稍微放宽设计B的精度要求，MAX6225 A级器件（2ppm/°C最大温度系数）将允许我们将基准成本降低一半以上。

设计B示例中采用12V电源，方便使用MAX6325，MAX8需要至少8V的输入电压。如果系统中没有6166V（或更高）电压，则可以考虑MAX6192（A级）或MAX<>（A级）基于带隙的基准，但需要稍微放宽系统规格。

设计 C：一次性校准，低漂移

考虑MAX6162和MAX6191 A级器件，因为它们具有低温度系数（最大值为5ppm/°C），这是满足设计C要求所必需的：

总误差预算为 4LSB，12 位 = 4 / 4096 ×106= 977ppm

所需温度系数 <= 977ppm / （85 - （-40）） °C = 7.8ppm / °C

超出温度系数的可用误差 = 977ppm - 5ppm / °C ×125°C = 352ppm

注意，MAX6162和MAX6191的初始精度均为2mV （977ppm），但对于2.048V基准，这不是问题，因为输出电压范围仅为0-4.000V，本设计计划进行增益校准。MAX6162 （5mA输出电流驱动）和MAX6191 （500μA输出电流驱动）均能够驱动MAX293 DAC基准引脚连接在一起时产生的5154μA基准输入电流（2.048V/[14kΩ||14kΩ]）;但是，如果将额外的负载连接到基准输出，MAX6162具有更大的裕量。MAX6162的静态电流确实高于MAX6191（120μA，最大值为35μA），但这不是决定性因素，因为设计C不受功耗限制。

在查看了初始规格后，很明显这两种设备都可能是可以接受的。然而，MAX6162因其较高的输出电流而成为首选。如果进一步分析显示MAX6162略微不能接受，则可以考虑MAX6191，因为它具有稍好的负载调节、温度迟滞和长期稳定性规格。

设计 D：低电压、电池供电、中等精度

按照其他示例中使用的方法，发现设计 D 的总误差为 3906ppm （106× 16/4096）。在 15°C 至 45°C 的窄温度范围内，我们可以承受最多 130.2ppm/°C （3906ppm/30°C） 的温度系数。使用设计A的经验法则将大约一半的误差预算分配给温度系数（<65ppm/°C），合理、保守的基准选择是MAX6012（A和B等级分别为20ppm/°C和30ppm/°C）和MAX6190（A、B和C等级分别为5ppm/°C、10ppm/°C和25ppm/°C， 分别）。考虑这些器件是因为它们的最大静态电流为35μA，适合设计D的低功耗需求。

MAX6190价格（C级为1.45美元/1000个）与MAX6012价格（B级为1.35美元/2500个）处于同一范围。任何一部分都可能在应用程序中工作。然而，A级MAX6012特别有吸引力，因为它采用SOT23-3封装，非常适合小型电池供电的便携式仪器。

快速检查A级MAX6012，温度相关误差为600ppm（30°C×20ppm/°C）。3200ppm （0.32%） 的初始误差也需要考虑，因为此设计没有计划进行修整。这两个误差的总和为3800ppm，超出可能的3906ppm设计限值。在这种边缘情况下，下一节（步骤3）中考虑的其他一些规格，例如负载调整率，温度迟滞，甚至线路调节（由于电池电压的变化），可能会使我们超过3906ppm。由于MAX6012可能不够用，我们将放弃SOT23-3封装，选择A级MAX6190作为起点，因为它的初始误差为1600ppm和5ppm/°C，为其他误差项留下了足够的空间。基准输出电流不是本设计的问题，因为MAX6190可以提供500μA （>>69μA设计要求）。

第 3 步：最终规格审查和误差预算分析

随着基准电压源的初步选择和备用IC的到位，现在是时候验证其余规格了，包括基准负载调节、输入线路调节、输出电压温度迟滞、输出电压长期稳定性和输出噪声电压。分析还需要每种设计的关键系统级和DAC规格（表4）。

表 4.最终分析的重要规格

对每个示例进行分析，重点关注适用于该特定设计的规格。该分析的结果以及上一节的结果汇总在表5的误差预算中。

以ppm为单位进行误差预算核算是最方便的，尽管这可以等效地以其他单位（如%，mV或LSB）完成。应用适当的缩放比例并使用适当的规范化因子来获取正确的错误值非常重要。基准误差项可以相对于基准电压或DAC输出电压等效计算。例如，如果我们假设基准误差为2.5mV（噪声、漂移等），基准电压为2.5V，则得到以下结果：

基准输出误差 = 106× 2.5mV / 2.5V = 1000ppm

如果我们假设DAC输出放大器的增益为2.0，则误差和基准电压都会缩放，因此我们在DAC输出（5V满量程范围）得到相同的结果：

DAC 输出误差 = 106× （2.5mV × 2） / （2.5V × 2） = 1000ppm

表 5.误差预算分析

设计A：低成本，精度松散

设计A没有校准或调整计划，因此MAX6102的4000ppm（或0.4%）初始误差直接成为预算的一部分，5250ppm的基准温度系数（70°C×75ppm/°C）也是如此。MAX6102的典型输出电压温度迟滞规格也直接用于误差预算（请记住，如果我们的设计精度较低，这是一个典型值）。为了保证输出电压的长期稳定性，我们假设MAX6102 1000小时规格（2 × 50ppm = 100ppm）的两倍，这是相当保守的，因为通常在前1000小时后会好得多。这里的保守估计至少部分抵消了用于温度迟滞的典型规格。

为了计算负载调整率引起的基准电压变化，我们需要知道基准电压源向DAC基准输入供电的最坏情况范围。在步骤2中，我们确定了MAX6102必须驱动的最大DAC基准电流：140μA。最小电流接近0，因为当DAC代码值为5304时，MAX0基准输入实际上是开路（几GΩ输入阻抗）。这意味着MAX6102看到的总输出电流变化为140μA，该值应用于负载调整率计算：

一般来说，最好保守一点，直接使用最大输出电流进行负载调整计算。一个例外情况是，如果您尝试从设计中提取最后一位精度，并且最大和最小DAC基准输入电阻值都已明确指定。由于ΔI较小，这种方法导致较小的负载调整误差裁判.

由于本例中电源是可变的，因此需要考虑输入线路调整率对MAX6102基准的影响。电源电压范围额定为 4.5V 至 5.5V。由此，可以进行保守的基准电压线路调整率计算：

要考虑的最终基准电压相关误差项是基准输出噪声电压的影响。方便的是，设计A的信号带宽（10Hz至10kHz）与MAX6102噪声电压带宽完全一致，因此宽带噪声电压规格为30μV有效值直接使用（即不需要带宽扩展）。比较负载和线路调整率值（分别为126μV和300μV），我们可以看到噪声不是该设计的主要贡献因素。使用粗略近似值得到误差分析的数字，我们可以假设有效峰值噪声值为~42μV （30μV ×√2），对应于17ppm （106× 42μV/2.5V），DAC 增益为 1。我们在这里有目的地试图保持噪声计算简单;如果噪声的相对误差较大或设计很小，则可以执行更详细的分析。请记住，在判断设计裕量时，噪声被指定为典型值。

现在，我们将回顾影响码范围上限或接近码范围上限精度的相关MAX5304 DAC规格。DAC INL值为±4LSB（10位）。将其视为单侧量，就像我们分析中的其他误差项一样，我们得出的值为 3906ppm （106× 4/1024）。同样，DAC增益误差指定为±2LSB，误差为1953ppm （106× 2/1024）。最终要考虑的MAX5304 DAC规格是增益-误差温度系数，其典型误差为70ppm （70°C × 1ppm/°C）。MAX5304没有指定DAC输出噪声，因此被忽略，在6位精度系统中很可能不会产生不良后果。

当所有误差源加在一起时，我们得到的最坏情况误差为15596ppm，勉强满足我们的目标误差规格15625ppm。当面对这种边缘情况时，我们可以合理化，我们可能永远不会看到如此严重的误差，因为它假设大多数参数处于最坏情况。和方根 （RSS） 方法给出的误差为 7917ppm，如果误差不相关，则误差有效。一些错误源可能是相关的，所以真相可能介于这两个数字之间。但无论采用哪种方法，设计A的要求都得到了满足。

设计B：高精度和精密度

A级MAX6225的初始误差为0.04%或400ppm，超过了设计B的全部122ppm误差预算。由于该应用具有增益校准功能，因此假设校准设备具有足够的（~1μV）精度和调整电路具有足够的精度，则几乎所有基准初始误差都可以消除。温度系数贡献计算为70ppm（70°C×1ppm/°C），直接使用20ppm的典型温度滞后值。还使用了30ppm的长期稳定性规格，而不是更保守的数字，因为此应用中的仪器具有初始老化和年度校准。

应用与设计A相同的假设，我们发现设计B的基准输出电流变化为140μA（巧合的是，与设计A中的数字相同）。这会导致以下负载调整率误差计算：

负载调整误差 = 140μA × 6ppm / mA ~= 1ppm （最大值）

在本应用中，电源被指定为恒定，因此假定线路调整率为0ppm。注意，即使电源不是恒定的，只要保持在规定的1.4V至95.5V范围内，它也会<05ppm，因为MAX6325线路调节规格最大为7ppm/V。

由于设计B的带宽规定为DC至1kHz，因此我们需要考虑1.5μVp-p低频（1/f）噪声和2.8μV噪声。有效值宽带噪声的额定范围分别为0.1Hz至10Hz和10Hz至1kHz。使用与设计A相同的粗有效值进行峰值近似，并将两个峰值噪声项相加，我们得到参考输出端（[[2.0μV + 75.2μV）处的总噪声估计值为8ppm有效值× √2]/2.5V] × 106).请注意，这与我们在DAC输出端计算时获得的值相同，因为公式将乘以1.638/1.638，将所有值重新调整为4.096V。值得一提的是，这里使用的峰值噪声和方法相当保守，但总误差贡献仍然相对较小。RSS方法可能更准确，因为两个噪声源很可能不相关，但与峰值方法相比，这个较小的值将更加“在噪声中”（双关语）。

设计B分析所剩无几的就是包括DAC误差项。A级MAX5170 DAC的INL额定值为±1LSB，为61ppm，正好是我们122位时2ppm误差预算±14LSB的一半。DAC增益误差指定为±8LSB最差情况，但通过前面提到的增益校准可以完全消除该误差。校准工作原理如下：DAC设置为已知理想输出电压的数字代码（例如，十进制DAC代码16380应在输出端精确产生4.095V）。然后调整基准电压，直到DAC输出电压达到该精确值，即使基准电压本身不是2.500V。MAX5170 DAC未列出增益温度系数，但增益误差在工作温度范围内有规定。由于增益误差仅在一个温度下校准，因此应测试设计B，以确保增益不会随温度过度漂移。最后考虑的是MAX5170 DAC输出噪声，其典型峰值噪声大致估计为1ppm （[106× √（1000Hz × π/2） × 80nV有效值/√赫兹 × √2]/4.096V）。

最后，最终的最坏情况精度为184ppm（3位时~±14LSB），这不太符合我们122ppm的精度目标，而RSS精度在100ppm时是可以接受的。基于这些数字，我们认为该设计是成功的，因为它已经说明了要点，并且通过几个保守的假设接近目标精度。在实际应用中，这种设计可以按原样接受，或者精度要求可以稍微放宽。或者，如果这种设计不可接受，可以使用更昂贵的参考。

设计 C：一次性校准，低漂移

A级MAX6162的初始误差为0.1%，消耗了977ppm的整个设计C误差预算。但是，与设计B一样，这是（至少部分）校准的。注意，未校准的+4.096V MAX5154 DAC满量程输出电压超过所需的+4.000V输出范围，即使只需要±1mV的精度，DAC的分辨率也为4mV。因此，可以对DAC输入数字代码进行“数字校准”，以消除基准电压源的一些初始误差和DAC的增益误差。

数字增益校准最好通过一个例子来演示：假设DAC输出电压需要处于4.000V的满量程值，但由于系统中的各种误差，理想的十进制DAC代码4000导致测量输出仅为3.997V。使用数字校准，将校正值添加到DAC代码中以产生所需的结果。在本例中，当需要4.000V的DAC输出电压时，使用校正后的DAC代码4003而不是4000。该增益校准在DAC代码上线性缩放，因此对较低代码的影响很小，对较高代码的影响更大。

数字增益校准精度受到DAC的12位分辨率的限制，因此我们所能期望的最佳值是~±1mV或244ppm（106× 1mV/4.096V）的误差，在应用校准后。请注意，本例中精度以4.096V标度计算，以保持一致性，但如果应用需要，可以相对于+4.000V输出范围计算，误差会略高。

如果本例中所需的输出范围为4.096V，则还有其他选项可用于始终将未校准的DAC输出电压偏置至4.096V以上，以便采用本例中描述的数字增益校准方案。此类选项包括：

使用输出始终高于 4.096V 的可调基准 当考虑所有电路容差时

使用增益设置略高于所需值的力/检测DAC

添加带增益的输出缓冲器

MAX6162基准温度系数误差计算为625ppm （125°C × 5ppm/°C），直接使用80ppm的典型温度迟滞值。长期稳定性规格加倍至更保守的160ppm，因为没有为应用指定老化，并且在出厂后永远不会进行校准。

我们发现设计C的最差情况基准输出电流变化为293μA （2.5V/[14kΩ||14kΩ]，请记住有两个由基准电压源驱动的DAC），直接用于负载调整率计算：

由于基准负载调整率与基准输出电压成正比，因此可以在基准电压 （264μV/2.048V） 或 DAC 输出 （（2 × 264μV）/（2 × 2.048V）下计算。

在此应用中，电源是恒定的，因此假定线路调整率为0ppm。当设计C的带宽指定为0.1Hz至10Hz时，我们使用22μVp-p低频（1/f）噪声规格（峰值）的一半，以达到基准输出（56× （22μV/2）/2.048V））。如前所述，如果以DAC输出为基准，我们会得到相同的5ppm答案，因为方程只是乘以2.0/2.0。

继续讨论MAX5154 DAC误差，A级INL为±0.5LSB，在122位标度上为12ppm。DAC增益误差为±3LSB（244ppm），但忽略了它，因为它已经在此步骤前面提到的数字基准电压源/DAC增益校准中考虑在内，我们不想重复计算。MAX5154增益误差温度系数的典型值为4ppm/°C，总增益为500ppm （125°C × 4ppm/°C）。MAX5154没有指定DAC输出噪声，因此忽略不计。我们认识到这可能会带来问题，但我们在设计B方面的经验表明，DAC噪声通常是总误差的一个相对较小的贡献因素。可以进行测量以确认此假设。

设计C的最坏情况误差计算为1865ppm，RSS误差为874ppm。当目标误差规格为977ppm时，目前的设计充其量只能勉强接受，特别是考虑到使用了某些典型值，并且没有考虑DAC输出噪声。设计C的细节不会在这里重复，因为要点已经涵盖了。但是，一些改进选项如下：

使用MAX6191代替MAX6162，因为它具有更好的负载调节（0.55μV/μA对0.9mV/mA）、温度迟滞（75ppm对80ppm）和长期稳定性（50ppm对80ppm）。最终结果将是1750ppm的最坏情况误差和858ppm的RSS误差，分别是115ppm和16ppm的净变化。这是一个轻微的改进，但可能还不够。

重新检查整体系统精度规格，以确定是否可以放宽任何参数。就精度与成本而言，现有设计可能是最佳选择。

如果不需要整个扩展范围，请减小温度范围。例如，如果范围可以从-40°C至+85°C降至-10°C至+75°C，则最差情况误差降至1505ppm，RSS误差变为648ppm。这是因为大部分误差预算由基准温度系数（625ppm）和DAC增益误差温度系数（500ppm）消耗。虽然这些误差项中只有一个低于977ppm的目标，但与MAX5154/MAX6162的原始设计相比，舒适度大大提高。

如果提供8V或更高的电源，可将MAX6241 4.096V基准和MAX5156 DAC（MAX5154的力/检测版本）设置为单位增益。这种组合稍微昂贵一些，但它产生的最坏情况误差约为 956ppm，RSS 误差为 576ppm，两者都低于 977ppm 的总误差目标。

考虑其他典型增益温度系数低至1ppm/°C的DAC。

设计 D：低电压、电池供电、中等精度

设计D没有校准或调整计划，因此A级MAX6190初始误差为1600ppm （106×2mV/1.25V）直接用于误差预算，温度系数误差为150ppm（30°C×5ppm/°C）。75ppm的温度迟滞也直接使用，但使用这种典型规格的风险至少部分被降低的工作温度范围（15°C至45°C）所抵消。同样，作为漂移的保守估计，1000小时长期稳定性加倍至100ppm，因为该应用中没有老化。

负载调整误差再次根据假设的最差情况MAX5176 DAC输入电流69μA计算得出：

本设计中的电源在2.7V至3.6V之间变化，因此分析中必须包括MAX6190的线路调节规格为80μV/V （最大值）：

与设计C一样，设计D的带宽指定为0.1Hz至10Hz，因此我们使用25μVp-p低频（1/f）噪声规格的一半来达到基准输出端10ppm的峰值噪声贡献（106× [12.5μV/1.25V]）。我们期望DAC输出端具有相同的10ppm基准电压源感应噪声项，因为基准电压和噪声的DAC增益相同。

现在关注MAX5176 DAC误差项，A级INL为±2LSB，在488位标度上为12ppm。在8kΩ负载下，DAC最差情况增益误差为+/-5LSB，在1953位时转换为12ppm。与设计B中的MAX5170一样，MAX5176没有规定增益误差温度系数。这在设计D中不是问题，因为它不是在一个温度下校准的低漂移设计，并且在整个工作温度范围内指定了最大DAC增益误差。最后一个考虑因素是MAX5176的DAC输出噪声，其估计的典型峰值可以忽略不计（[106× （√10Hz × π/2） × 80nV有效值/√Hz × √2]/2.048V） ~ = 0.22ppm）。

与设计B和C一样，最坏情况下的误差为4462ppm，超过了3906ppm的目标误差，而2580ppm的RSS误差远低于目标误差。基于这些数字，设计D被认为是成功的，因为它从RSS的角度轻松满足了要求，并展示了重要的设计概念。如果需要进一步改进，应首先考虑替代DAC，因为MAX6190是目前最好的低功耗电压基准，输出低于1.3V（由VDD - DAC基准输入的1.4V限制引起）和低静态电流（35μA）。

DAC 电压参考设计摘要

本文演示了DAC基准电压源选择的设计过程，包括以下步骤：

第 1 步。电压范围和基准电压确定：电源电压和DAC输出电压范围用于确定可行的基准电压和DAC增益选项。

第 2 步。初始基准电压器件选择标准：考虑候选基准电压源，重点关注基准电压（在步骤1中确定）、初始精度、温度系数和基准输出电流。从这些候选设备中，选择了初始设备。

第 3 步。最终规格审查和误差预算分析：使用误差预算方法评估所选的基准电压源和DAC候选电压源，以确定它们是否满足设计的整体精度要求。为了满足设计目标，可能需要在步骤 2 和 3 之间进行迭代。

遵循上述设计程序时，可以方便地进行以ppm为单位的误差分析，并了解它与其他系统精度和误差测量之间的关系（表6）。

表 6.精度和误差范围

下表显示了现有的Maxim三端串联基准电压源，以及设计过程中的规格。导致误差的规格以ppm表示，以简化计算，并允许在基准电压源之间进行同类比较。表3显示了1V及以下（2.1V、25.2V、048.2V、5.3V和0.7V）的基准电压源，表3中的可调基准电压源包括4V以上基准（096.4V、5.5V、10V、8V）。为方便起见，两个表中的器件都按基准电压分组在一起，并大致按价格上涨的顺序列出。

表 7.Maxim系列基准电压源和主要规格 （VREF <= 3.0V）

LF = 低频

HF = 高频

N/S = 未指定

表 8.Maxim系列基准电压源和主要规格（VREF > 3.0V和调整）

LF = 低频

HF = 高频

N/S = 未指定

一些基准电压源可作为具有不同输出基准电压的一系列器件提供。需要注意的是，在给定的系列中，对于输出电压增加的器件，数据手册中的某些规格可能会变得更糟。但是，当这些规格相对于基准电压来看时，它们可以保持恒定，甚至随着电压的增加而改善。一个例子是输出噪声电压，由于放大~1.25V带隙电压需要更高的内部基准增益，因此输出噪声电压通常随输出电压的增加而增加。虽然噪声电压较高，但基准电压也成比例较高;因此，相对噪声测量值（例如上表中的ppm结果）大致恒定。另一个例子是负载和线路调整率规格（分别为μV/μA和μV/V），这些规格的绝对值通常会随着输出电压的增加而恶化。当相对于基准电压（以ppm/μA和ppm/V为单位）时，这些规格通常保持不变，或者随着输出电压的增加而实际改善。

要点

这些是本文的要点：

系统设计人员通常有多种基准电压和DAC增益选择，以满足给定的DAC输出电压范围。

考虑所有误差源，而不仅仅是初始误差（这在某些设计中很重要，但对其他设计（例如增益校准设计）并不重要）。

基准电压源和DAC温度系数可能是导致误差的主要因素。检查实际所需的工作温度范围，因为轻微的降低可以显着降低这些参数的误差贡献。

一个常见的权衡是，与产品制造中的修整成本相比，具有严格初始精度的参考价格更高。

在选择不必要的、更昂贵的组件或重新设计性能有限的设计之前，请仔细检查精度要求以确保它们是正确的。实现高水平的绝对精度通常非常困难（且昂贵），尤其是在 12 位及以上时。

最坏情况或RSS分析可用于量化误差，但最终由设计人员确定给定的设计是否足够准确。

审核编辑：郭婷