电源的线路和负载瞬态测试

线路和负载瞬态测量显示电源响应线路电压和负载电流突然变化的能力。这些测试显示了控制器如何响应负载和线路步进，并揭示了在试图维持稳压时输出中的显著过冲或持续振铃。详细分析了线路和负载响应以及测试电路和示例。

线路和负载瞬态测量说明了电源响应线路电压和负载电流突然变化的能力。测试测量可以揭示输出中明显的过冲或持续振铃，因为它试图保持稳压。线路瞬态响应不同于电源抑制比（PSRR）。PSRR是直流测量，而线路瞬态是包含阶跃傅里叶分量的阶跃函数。负载瞬态与此类似，不同之处在于它是负载电流阶跃，会给电源输出注入干扰。相反，线路瞬态在输入端注入干扰。

背景（关于电源，线路和负载瞬变告诉我们什么？

线路和负载步进间接地在阶跃的傅里叶分量处向控制器注入激励。如果直线或负载中的步长f（t）具有无限快的边沿，则可以用傅里叶级数表示：

环路增益衰减

无反馈电源的简化控制图（图1）由控制器滤波器增益、输出阻抗以及输入和输出信号组成。线路和荷载步长表示为输入，（I负荷（s）和V在（s））。

图1.简化的电源控制图，无反馈。

GSI+（s）是控制器的滤波器增益，是从输入到输出的小信号增益。例如，没有反馈的降压转换器从输入到输出的滤波器增益为：

Z外（s） 是输出阻抗。在降压转换器情况下，输出阻抗为：

任何输入电压或负载电流干扰都会传播到输出端，并直接影响输出电压。例如，使用工作的降压转换器VIN= 12V和强制50%占空比提供6V的输出电压。输入电压的2V阶跃变化会导致输出电压的1V阶跃变化。图2显示了一个添加了反馈的控制回路。在本例中，输出被调节到设定的参考值 V裁判，并且对输入电压和输出电流变化不太敏感。

图2.带反馈的简化电源控制图。

输出电压现在等于：

通过添加反馈，可以看出，在扰动输出时，输入电压和负载电流变化的影响被项（1+GFB x GC（s））衰减。术语GFB是反馈除法器增益，GC（s）是控制器增益，它包含功率滤波器、误差放大器和控制回路中的其他增益元件。术语GFB x GC（s）称为环路增益。通过将信号注入反馈路径，可以开发GFB x GC（s）的增益和相位的波德图，该图显示了由于VIN和ILOAD中的扰动，控制器在输出处具有多大的衰减。特别值得关注的是交叉频率fC，其中GFB x GC（s）=1，及其相关的相移。当相位裕度（180°和fC时的相移之间的差）接近0°时，可能会对瞬态响应产生不必要的影响。在高于交叉的频率下，环路增益降至1以下，线路和负载瞬态衰减与电源没有反馈时相同。

时域到频域

如果交越处的环路增益只有一个极点（即，环路增益中的所有其他极点和零点都与交越点相距明显，影响可以忽略不计），则环路增益可以表示为：

图3显示了单极点响应，其中增益以-20dB/十倍频程滚降，并以90°相移跨越单位增益。

图3.单极环路增益的波特图。

对于单极点响应，环路增益随频率降低，瞬态干扰分量的衰减也随频率降低。通过乘法

通过频域阶跃函数1/s，并进行拉普拉斯逆变换，得到时域响应。具有该环路增益的控制器的负载阶跃响应（ΔILOAD）将在时域中呈现指数响应。初始压降为ΔV=ILOAD（s）x ZOUT（s），恢复形式为VFINAL=ΔV x（1-e-t/τ）。VFINAL是负载阶跃之前VOUT的直流值。在一个时间常数τ=1/（2πfc时，输出电压将恢复到初始压降（ΔV）的63%。

电源输入侧的线路阶跃将使输出处的电压升高滤波器增益GVIN（s）乘以输入电压阶跃VIN（s）。这里的结果与负载阶跃的结果相同：在1个时间常数（τ=1/2πx fc）之后，输出电压恢复到初始偏移的63%。

产生90°相位裕量的单极环路是交越时环路增益的保守方法。或者，环路增益可能会受到交越周围多个极点的影响，导致相位裕量小于90°。这会导致时域中的阶跃响应显示过冲，并最终随着相位裕量越来越接近0°而振铃。这可以通过认识到交越时的开环增益幅度等于1来理解。当相位裕量减小到90°以下时，环路增益的实际部分变为负值。随着相位裕量进一步减小，“实”部分变得越来越负数，而不是虚部。这会导致闭环增益中分母的幅度小于单位，导致频率分量接近交越处的增益。

双极点开环增益是一个很好的例子，说明了相位裕量减小时阶跃响应期间发生的情况。例如，设计了一个直流增益为60dB的环路，显示了两个实极点在交越时的影响。这可以写成：

闭环增益为

单位增益交越发生在ω1和ω2之间的频率。然后调整ω1和ω2以改变相位裕量，同时保持相同的交越频率。通过运行 MATLAB “step（）” 命令，（step（1/（1+ GFBx 克C（s）），生成不同相位裕量下不同瞬态响应的图形，如图4所示。

图4.MATLAB step（） 命令，用于改变相位裕量的闭环增益。

图4显示了控制器的响应，以及随着相位裕量减小而增加的过冲和振铃。最终，当相位裕量减小到接近零时，会发生完全振荡。这种方法的优点是，当相位裕量减小到90°以下时，响应时间会缩短。在大约72°的相位裕量下，恢复速度最快，过冲为0%。

产生线路和负载瞬变

为电源生成线路和负载瞬态响应时，必须以在线路电压和负载电流中产生相对较快的阶跃的方式完成，从而最好地接近相对于控制器带宽的真实阶跃函数。此任务可能需要特别注意布局和组件选择。PC 板走线和元件的寄生电感、电阻和电容将限制在大开关电流下产生合理快速阶跃响应时所需的压摆率。

线路或负载阶跃的最小上升时间由控制器的环路带宽决定。1MHz控制器的环路带宽应小于开关频率的500/<>或<>kHz。因此，在查看控制器的响应时，全面测试控制器响应所需的阶跃上升时间应足够快，以注入至少f西 南部/2.这可能与瞬态的傅里叶分量有关，因为瞬态的压摆率将由阶跃的最高频率分量设置。正弦波的最大压摆率 （A x sin（ω）） 等于导数的最大值，或者简单地 （压摆率.MAX= A x ω）。这导致最小上升时间为 1/（π x f西 南部).

一旦知道上升时间和电压或电流阶跃，就可以估计任何寄生电感、电阻和电容对阶跃的影响。例如，假设需要在输出端施加10ns的200A步进。如果输出电容和负载之间的电感为100nH，则可以达到的最快上升时间（扣除由于打开负载而导致的任何延迟）为555ns。显然，寄生电感至关重要。另一方面，如果需要在相同的输出下产生10μs内10A的步进，则电感的限制将仅占总上升时间的5%。

生成线路瞬变

可以用两个低R产生快速线路瞬变DS（ON）在两个直流电源之间切换的 n 沟道 MOSFET。这是如图 5 中所述的设置。在时间A期间，Q1将电源输入拉至5V电源，而Q2将输入与3V电源断开。在时间B期间，Q1断开5V电源，Q2将输入连接到3V电源。注意，Q2的源极连接到3V电源，而Q1的漏极连接到5V电源。这种有点不寻常的连接可防止 MOSFET 体二极管的意外传导。Q1 和 Q2 的栅极驱动，（V一般事务人员），必须为高于漏源电压 （V ） 的阈值电压DS） 以完全打开开关。这可能会给高压输入带来问题，尽管在处理5V或更低系统时，函数发生器或MOSFET驱动器很容易获得足够的栅极驱动。例如，MAX4428可通过1V栅极驱动提供高达5.18A的电流和吸收电流，并具有互补输出，可驱动两个FET异相。

如果输入电容，C在，不需要直接在电源的输入端，则C在可以删除和 C英国石油公司从图5成为电源的输入电容。这在 C在很大，输入端需要快速上升时间。

寄生效应

寄生电感、电阻和电容限制了仿真阶跃函数的干净波形。图5显示了生成线路瞬态阶跃时遇到的重要寄生效应。为了源出和吸收必要的大电流，必须将印刷电路板、MOSFET 和电容器的串联电阻和电感降至最低。由于电路具有大电容和低电阻，阶跃响应变得欠阻尼。这会导致图5中MOSFET之间结处和电源输入端的电感和电容产生振铃（谐振）。虽然电感不能降低到零，但可以降低到谐振频率足够高的程度，与interwetten与威廉的赔率体系 阶跃函数的实际上升和下降时间可以忽略不计。

图5.具有寄生元件的线路瞬态设置。

电源旁路

如果输入电容，C在、不充分或如果 C在必须直接放置在电源的输入端 出于噪声和/或布局原因，线路电压阶跃必须在C两端产生在.如果是这种情况，那么电流

必须来源并沉入 C 中在在时间 Δt 中将电压提高 ΔV。在这种情况下，旁路电容器，C英国石油公司，必须比 C 大得多在并且必须为低 R红沉降率陶瓷电容器。这确保了R两端的压降ESR_在充电和放电 C 所需的必要电流下最小化在.即使使用陶瓷旁路电容器，电感（L英语） 在处理快速上升时间时仍然会造成问题，或者当 C在很大，需要大量的电流。只有几nH的电感将限制合理C所需的电流上升时间在电压阶跃。如果 C在例如，为 100μF，ΔV 为 1V，则电源必须向 C 提供 100A 电流在为了在1μs内步进电压。如果C之间有100nH的寄生电感英国石油公司和 C在，则提升 C 需要 2μs在通过 1V。此外，电感增加会导致过冲或振铃，并导致线路瞬变不能代表所需的真实阶跃函数。通过并联较小值的陶瓷电容器可以降低电感。R型红沉降率和 L英语多个电容器并联放置，从而降低了总等效阻抗。从旁路电容到MOSFET漏极的距离也必须最小化。用于 1 盎司铜的 PC 板走线约为 25mΩ/cm，对于 4mm 宽走线，约为 75.2nH/cm。必须使用较宽的短走线来降低旁路电容和MOSFET漏极之间的电感和电阻。

场效应管

MOSFET 的选择主要集中在导通电阻 （RDS_ON）、封装尺寸和栅极电容。RDS_ON其重要性与 PC 板电阻和旁路电容 ESR 相同。增加的电阻限制了可以源出并吸收到输入电容C的电流在，并因开关电源的脉冲电流而引起过大的电压纹波。寻找R最低的MOSFETDS_ON尤其重要，因为 RDS_ON将是电容器充电和放电路径中的主要电阻源。此外，MOSFET串联电感（包括漏源电感以及内部键合线和引线的电感）是我们可以关注的另一个领域，以降低与电源串联的总电感。

极低导通电阻 MOSFET 通常具有较高的栅极电容 （C一般事务人员).如上所述，MOSFET驱动器（如MAX4428）可以驱动大MOSFET的几nF栅极电容。MOSFET 驱动器和栅极之间的走线长度必须保持短而宽，以降低电感和电阻，并允许必须源出和吸收高电流才能对 C 进行充电和放电一般事务人员. 一旦电容器充放电路径的电感和电阻最小化，MOSFET 必须连接到电源的输入电容，或者如果可能，直接连接到电源输入。在后一种情况下，电源的旁路电容也将是输入电容。无论哪种情况，从 MOSFET 到 C 的连接在，或从 MOSFET 到电源输入端，必须尽可能短，以尽量减少 PC 板寄生电感和电阻。

产生负载瞬变

在电源输出端产生负载阶跃的最佳方法是使用 n 沟道 MOSFET 作为负载元件（三极管区域）。在这种配置中，电源输出连接到 MOSFET 的漏极，MOSFET 源连接到 GND。通过将栅极步进到源电压 V 来调节电源负载一般事务人员.只要V一般事务人员大于 MOSFET 的阈值电压 VT，大于漏极至源极电压 V外，然后调整 V一般事务人员将改变 RDS_ON的 MOSFET 以及负载电流。为了检测电流阶跃，必须使用低电感检测电阻，以避免在与负载电流路径串联时增加额外的电感。该电感将限制电流阶跃的上升时间，并导致漏源电容C之间的振铃DS和寄生走线电感，L帕拉.在这种配置中，检测电阻成为负载的一部分。此外，MOSFET 必须直接放置在输出电容 C 上外，被测电源。较小的MOSFET或并联的MOSFET可以进一步降低寄生电感L帕拉.

MOSFET 栅极和脉冲发生器或 MOSFET 驱动器之间的连接必须短而宽，以最小化走线电感和电阻，RG和 LG.图6显示了添加寄生元件后负载瞬态的设置。

图6.标有寄生效应的负载瞬态测试。

实例

负载瞬态

图7、8和图9所示为采用MAX0电压模式降压和MAX10评估板电路的1960至1960A负载瞬变（参见MAX1960评估板，www.maximintegrated.com）。在COMP处增加了一个高频极点，以降低高于交越的增益。如果该极点的频率过低，相位裕量开始减小。图7显示了开环交越频率为42kHz和不可接受的2°相位裕量时的响应。响应负载阶跃，电源进入连续振荡状态。当极点的频率移出时，相位裕量增加。在11°时，振荡变得阻尼，如图8所示。相位裕量为90°（图9），输出端的响应为指数单极点的响应。

图7.环路响应，开环交越频率为42kHz，相位裕量为不可接受的2°。

图8.相位裕量为11°的响应显示阻尼振荡。

图9.相位裕量为90°的环路响应是指数单极点的响应。

负载瞬态由导通电阻为024mΩ的单个IRLR65N、n沟道MOSFET产生。MOSFET直接放置在其中一个输出电容器的顶部，在源极和GND之间放置一个37.5mΩ低电感检测电阻。栅极直接从 HP0 脉冲发生器从 4V 步进到 8112V。在0ns内可以产生10至200A的阶跃响应，几乎没有过冲或振铃。

图 10.与图9相同的电路的线路瞬态响应。

图10显示了线路瞬态响应，其电路与图9所示电路相同。此处，输入电压从3.3V步进至5V。两个IRF3704、9mΩ n沟道MOSFET使用图3中的连接在3.5V和5V电源之间切换。每个开关分别位于MAX1960的输入和两个并联的470μF Sanyo POSCAP（6TPB470M）之间。开发了400ns的上升时间和250mV的过冲来仿真线路阶跃。

审核编辑：郭婷