确定LTE接收器的半中频杂散要求并选择合适的RF混频器

高性能基站（BTS）接收器必须满足半中频杂散要求，这可以通过使用适当的RF混频器来实现。为了帮助工程师，本应用笔记说明了混频器的IP2与半中频杂散要求的二阶响应性能之间的关系。给出了两个提供卓越IP2性能的混频器的示例，使其成为无线设计需求的理想选择。

介绍

本应用笔记解释了如何设计满足半中频杂散要求的高性能基站（BTS）接收器。为此，工程师必须了解混频器的IP2和二阶响应性能之间的关系，然后选择合适的RF混频器来满足级联要求。混频器数据手册将提供二阶交调截点（IP2）性能或2 x 2杂散抑制性能方面的二阶响应信息。通过展示这两个参数之间的关系，本应用笔记将说明它们对接收器设计的适用性以及整体半中频杂散性能的确定。示例演示了MAX2A的IP2和2 x 19997关系，MAX<>A是用于E-UTRA LTE的有源混频器1接收器设计。

混频器谐波

在超外差接收器电路中，混频器将高射频（RF）转换为较低的中频（IF）。该过程称为下变频，使用混频器的RF输入和本振（LO）输入之间的差值进行低侧注入（LO频率

fIF = fRF - fLO = - fRF + fLO

其中 f如果是混频器输出端口的IF;f射频是施加到混频器射频端口的任何射频信号;和 f瞧是施加到混频器LO端口的LO信号。

理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与其输入信号的幅度和相位成正比;它与LO信号特性无关。利用这一假设，混频器的幅度响应相对于RF输入信号呈线性关系。它也与LO信号幅度无关。

然而，混频器的非线性会产生不需要的混频产物，称为杂散响应。杂散响应是由到达混频器RF端口并在IF频率产生响应的不需要的信号引起的。到达RF输入端口的信号不必落入所需的RF频段，因此很麻烦。其中许多信号的功率电平足够高，以至于混频器前面的RF滤波器无法提供足够的衰减来防止它们引起额外的杂散响应。当这些信号干扰所需的IF频率时，混频机制描述如下：

fIF = m fRF - n fLO = - m fRF + n fLO

请注意，m和n是RF和LO频率的整数谐波，它们混合以产生许多杂散产物的组合。通常，这些杂散分量的振幅会随着m或n的增加而减小。

知道所需的RF输入频率范围后，使用频率规划来仔细选择IF和产生的LO频率。精确的频率规划非常重要，因为它最大限度地减少了落在所需频段内的混频产物，这反过来又会降低接收机性能。对于带宽更宽的系统，在频率规划中避免杂散混频产物变得更加困难。滤波器用于抑制带外（OOB）RF信号，这些信号可能导致不必要的带内IF响应。混频器之后的IF滤波器选择性被指定为仅通过所需的频率，从而在混频器之后的最终检波器之前衰减杂散响应信号。IF频带内出现的杂散响应不会被IF滤波器衰减。

许多类型的平衡混频器抑制某些杂散响应，其中m或n为偶数。理想的双平衡混频器可抑制m或n（或两者）为偶数的所有响应。IF、RF和LO端口在所有双平衡混频器中相互隔离，以最大限度地减少RF和IF端口的LO泄漏，并提供固有的RF-IF隔离。双平衡混频器设计可实现最佳线性度性能，并降低每个端口的相关滤波器衰减要求。

半中频杂散频率定位

有一种特别麻烦的二阶杂散响应，称为半中频（1/2 IF）杂散响应，定义为低侧LO注入的混频器指数（m = 2，n = -2）和高侧LO注入的混频器指数（m = -2，n = 2）（图1）。对于高端注入，产生半IF杂散响应的输入频率位于所需RF频率上方的幅度f如果从所需的RF输入频率/2。

考虑一个示例，其中所需的RF频率以2510MHz为中心（E-UTRA上行链路通道号39790）。当该RF频率与2860MHz的LO频率组合时，得到的IF频率为350MHz。在这种情况下，2685MHz处的不需要信号或阻塞信号会在350MHz处产生半IF杂散产物。对于低侧注入，产生半中频杂散响应的输入频率位于所需LO频率上方，数量为f如果/2.

图1.E-UTRA高边LO注入的示例显示了所需f的频率位置射频， f瞧和 f如果和不需要的 f半中频.

假设：

fRF center frequency = 2510MHz

fLO = 2860MHz

fIF = fLO - fRF = 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

计算导致意外杂散响应的阻塞频率：

fHALF-IF = fRF + fIF/2 = 2685MHz

检查数学运算以验证半中频阻塞或杂散频率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF + fIF/2) = 2fRF + 2fIF - 2fRF - fIF = fIF

这会导致从半中频杂散频率产生不需要的中频杂散信号：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器 IP2

如果未在器件数据手册中直接指定，则可以通过混频器的IP2性能预测抑制量（称为2 x 2杂散响应）。假设有两个：仅将基波RF和LO频率施加到混频器端口，并且仅在混频器中产生谐波失真。

混频器前方RF路径中使用的镜像抑制滤波器可衰减任何不需要的RF放大器谐波。LO路径中的噪声滤波器衰减由LO注入源引起的谐波。高电平输入信号会产生失真或互调产物，可以通过计算输入或输出端的IP进行量化2的设备或系统。输入IP表示一个假设的输入幅度，在该幅度下，所需信号分量和不需要的分量幅度相等。对于混频器的LO功率保持恒定的情况，IP或失真积的阶数仅由RF乘法器决定，而不由LO乘法器决定。这是正确的，因为RF信号的变化是唯一的问题。阶数是指失真产物的幅度随着输入电平的升高而增加的速度。例如，由于平方律关系，当输入信号升高2dB时，二阶互调（IM）乘积的幅度将增加1dB。

半中频杂散功率电平

以下讨论使用MAX19997A3下变频混频器为例。这些值可在数据手册的交流电气特性表中找到：

射频杂散功率电平（2685MHz 时）= -5dBm

LO 电平（2860MHz 时）设置 = 0dBm

典型的2LO - 2RF杂散抑制额定值比RF载波电平低64dB，单位为dBc;64dBc值称为二阶互调比（IMR2）。

计算 P刺激= -5dBm + （-64dBc） = -69dBm 由于混频器性能。

MAX2A具有出色的2 x 19997性能，输入端（IIP2）具有以下等效IP2性能：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + （-69dBm） = 64dBc + （-5dBm）

= +59dBm

同样，MAX19985A4900MHz有源混频器在类似条件下提供相当于2dBc的典型2RF - 71LO杂散响应：

IIP2= 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 71dBc + （-76dBm） = 71dBc + （-5dBm）

= +66dBm

电子UTRA LTE数字示例

假设 E-UTRA LTE 蜂窝系统与相同类别的 BTS 共置，则生成的 OOB 连续波 （CW） 阻断电平指定为 +16dBm（在 3GPP TS 36.104 V10.2.0 标准中描述，如图 2 所示）。对于LTE接收器，由于半中频杂散信号，天线端子所需的等效IIP2值为+131dBm。以下步骤用于此计算：

所需信号电平 = 灵敏度功率电平 （P敏感性） + 6dB = -95.5dBm

对于LTE 5MHz载波，使用SNR = -1.1dB，这对应于最高水平的组合噪声和杂散积-96.6dBm。

通过减去所需带宽中的热噪声+噪声系数来确定最大允许杂散积电平= -98.9dBm（在本例中，减去KTBF = -100.4dBm）。

计算二阶互调比，IMR2 = 115dB。

最后，计算IIP2 = +131dBm，如图2所示。

图2.OOB +16dBm CW 阻塞器要求 LTE 广域基站接收器的最低 IIP2 性能为 +131dBm;5MHz间隔使用QPSK，R = 1/3调制。

图3为简化的接收器前端框图，其中描述了通过第一个混频器的每个级的级增益、二阶IP和半中频选择性。

图3.IIP2 LTE示例的简化框图说明了MAX19997A的IIP2性能和相关的滤波器选择性。

级联IIP2的整体性能由级增益、半中频频率下的滤波器选择性和混频器IIP2（或2 x 2）性能共同决定。由于混音器主导了整个系列的级联IIP2性能，因此在以下计算中忽略了其余级的IIP2值。IIP2 因产品阵容中混频器之前的功率增益值而降级（dB 表示 dB）。实际上，在混频器前面增加了半中频频率的RF选择性，以提供额外的杂散抑制。在天线上计算的等效IP在不需要的阻塞频率（以dB为单位）下提高了两倍的半IF选择性。之所以出现这种改善，是因为二次谐波失真分量的幅度以所需通道信号的两倍速率增加。使用在E-UTRA LTE 59GPP接收机设计示例中计算出MAX2A的+19997dBm IIP3值，在天线处计算的级联IIP2为：

IIP2Cascade = IIP2Mixer - Gain + 2 × Selectivity = +131dBm
IIP2Cascade = +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBm

MAX2A出色的2LO - 19997RF杂散性能在设计中具有重要价值。它可以放宽滤波器选择性要求，以满足接收器的半中频杂散响应（如本例所示），或者在使用额外的滤波器选择性时提供裕量与规格。

结论

本应用笔记介绍了如何确定所需接收器的半中频杂散性能，并将混频器的2 x 2杂散响应值（IMR2）转换为相应的IIP2值，反之亦然。了解这种二阶关系使RF工程师能够确定所需应用的适当混频器性能水平。MAX19997A 2.5GHz混频器和MAX19985A 900MHz混频器均具有优异的2 x 2 （IP2）性能，降低了对接收器半中频杂散性能的滤波器要求。这使得这些混频器成为高性能无线设计的理想选择。

审核编辑：郭婷