宽带RF接收机架构选项综述

几十年来，外差接收器一直是标准接收器选项。近年来，模数转换器（ADC）采样速率的快速发展、嵌入式数字处理的加入以及匹配通道的集成，现在为接收器架构师提供了几年前还不实用的选择。

本文比较了三种常见接收器架构的优势和挑战：外差接收器、直接采样接收器和直接变频接收器。本文还讨论了对杂散系统噪声和动态范围的其他考虑因素。其目的不是将一个选项提升到其他选项之上，而是描述选项的优缺点，并鼓励设计人员通过工程学科选择最适合应用程序的体系结构。

架构比较

表1比较了外差、直接采样和直接变频架构。显示了基本拓扑以及每种体系结构的一些优点和挑战。

	久经考验的可信度 高性能 最佳杂散噪声 高动态范围 电磁干扰抗扰度	交换 许多过滤器
直接取样		无混合 在L波段，S波段实用	模数转换器输入带宽 增益不随频率分布
直接转换

外差方法经过充分验证，可提供卓越的性能。实现是混频到中频 （IF）。IF选择在足够高的频率下，以使工作频段中的实用滤波器能够提供良好的镜像抑制和LO隔离。在有非常高动态范围ADC的情况下，通常还会增加一个额外的混频级来降低频率。此外，接收器增益分布在不同的频率下，从而最大限度地降低了高增益接收器的振荡风险。通过适当的频率规划，外差接收器可以具有非常好的杂散能量和噪声性能。不幸的是，这种架构是最复杂的。相对于可用带宽，它通常需要最大的功率和最大的物理占用空间。此外，在大分数带宽下，频率规划可能非常具有挑战性。随着现代对小尺寸、重量和低功耗（SWaP）的追求，以及对宽带宽的需求，这些挑战非常重要，并导致设计人员尽可能考虑其他架构选项。

直接抽样方法长期以来一直受到追捧。障碍在于以与直接RF采样相称的速度运行转换器并实现大输入带宽。在这种架构中，所有接收器增益都在工作频段频率，因此如果需要较大的接收器增益，则需要仔细布局。如今，转换器可用于在L波段和S波段的高奈奎斯特波段直接采样。进展仍在继续，C波段采样将很快变得实用，X波段采样也将随之而来。

直接变频架构可最有效地利用数据转换器带宽。数据转换器在第一奈奎斯特模式下工作，性能最佳，低通滤波更容易。两个数据转换器协同工作，对I/Q信号进行采样，从而增加用户带宽，而不会遇到交错的挑战。多年来一直困扰直接变频架构的主要挑战是保持I/Q平衡，以实现可接受的镜像抑制、LO泄漏和直流偏移水平。近年来，整个直接变频信号链的高级集成与数字校准相结合，克服了这些挑战，直接变频架构在许多系统中都是一种非常实用的方法。

频率规划透视

图1显示了三种架构的框图和频率规划示例。图1a是一个外差接收器的示例，该接收器具有高边LO，将工作频带混合到2德·ADC的奈奎斯特区。信号进一步混叠为 1圣奈奎斯特区进行处理。图1b显示了一个直接采样接收器示例。工作带采样在 3RD奈奎斯特区和别名 1圣奈奎斯特，然后将NCO放置在频段中心，以数字方式下变频至基带，然后进行滤波和抽取，从而降低与通道带宽相称的数据速率。图1c是一个直接转换架构示例。通过将双通道ADC与正交解调器配合，通道1对I（同相）信号进行采样，通道2对Q（正交）信号进行采样。

图1.频率计划示例。

许多现代ADC支持这三种架构。例如，AD9680是一款双通道、1.25 GSPS ADC，具有可编程数字下变频功能。这种类型的双通道ADC支持2通道外差和直接采样架构，或者转换器可以在直接变频架构中成对工作。

在分立式实现中，直接变频架构的镜像抑制挑战可能很难克服。通过进一步集成与数字辅助处理相结合，I/Q通道可以很好地匹配，从而大大改善镜像抑制。最近发布的AD9371的接收器部分是一款直接变频接收器，如图2所示，注意与图1c的相似之处。

图2.AD9371的接收器部分：单芯片直接变频接收器。

杂散噪声

任何具有频率转换的设计都需要付出很多努力，以尽量减少带内折叠的不需要的频率。这是频率规划的艺术，涉及可用组件和实用滤波器设计的平衡。简要讨论了一些支线折叠问题，并参考了设计人员的参考资料以进行进一步解释。

图3显示了ADC输入频率和前两次谐波相对于输入频率相对于奈奎斯特频段频率的函数的折叠。对于远小于奈奎斯特带宽的通道带宽，接收器设计人员的目标是选择将折叠谐波置于通道带宽之外的工作点。

图3.ADC 频率折叠。

接收器下变频混频器具有额外的复杂性。任何混频器都会在设备内部产生谐波。这些谐波全部混合在一起并产生额外的频率。这种效果如图 4 所示。

图4.下变频混频器杂散。

图 3 和图 4 仅绘制了高达 3 阶的杂散图。实际上，这些是额外的高阶杂散，很快就会给设计人员带来无杂散的动态范围问题。对于窄分数带宽，细致的频率规划可以克服混频器杂散问题。随着带宽的增加，混频器杂散问题成为主要障碍。随着ADC采样频率的增加，直接采样架构有时具有较低的杂散性能更为实用。

接收器噪声

接收器设计的大部分工作都放在最小化噪声系数（NF）上。噪声系数是信噪比下降的量度。

组件或子系统噪声系数的影响是输出噪声功率高于热噪声水平，并通过噪声系数增益增加。

级联噪声系数的计算公式为

在ADC之前选择接收器增益并确定所需的ADC SNR是总接收器噪声系数和瞬时动态范围的平衡。图 5 提供了要考虑的参数的表示。为了便于说明，接收器噪声由ADC之前的抗混叠滤波器整形。ADC噪声显示为平坦白噪声，目标信号显示为–1 dBFS时的连续波（CW）音。

图5.接收器 + ADC 噪声。

首先，需要dBm或dBFS的通用单位。将ADC噪声从dBFS转换为dBm取决于转换器满量程电平和转换器噪声密度。此外，噪声功率与带宽成正比，因此需要一个通用带宽单元。一些设计人员将使用通道带宽，这里我们归一化为1 Hz带宽，噪声功率为/Hz。

总噪声的计算公式为

这就引出了ADC灵敏度损耗的概念。ADC灵敏度损耗是衡量ADC引起的接收器噪声下降的指标。为了最大限度地降低这种劣化，接收器噪声应远高于ADC噪声。这种限制以动态范围的形式出现，较大的接收器增益限制了在没有ADC饱和的情况下接收的最大信号。

因此，接收器设计人员面临着平衡动态范围与噪声系数的持续挑战。

结论

本文回顾了外差、直接采样和直接变频接收器架构，重点介绍了每种架构的优点和挑战。还介绍了接收器设计的最新趋势和考虑因素。随着全球对更大带宽的需求，再加上GSPS数据转换器的进步，预计许多不同的接收器设计将在未来激增。

审核编辑：郭婷