基于LT6656精准串联电压基准的低噪声基准

作者：Aaron Schultz、Catherine Chang和Philip Karantzalis

我们的运算放大器系列已扩展为业界领先的速度与电源电流的关系。对于超低的 20μA 电源电流，LTC6258 / LTC6259 / LTC6260 （单路、双通道、四通道） 在具有 400μV 最大失调电压和轨至轨输入和输出的情况下提供 1.3MHz 的电流。LTC6261 / LTC6262 / LTC6263 （单通道、双通道、四通道） 的 240μA 电流仍然很低，可提供 30MHz 和 400μV 的最大失调电压以及轨至轨输入和输出。结合1.8V至5.25V电源，这些运算放大器可满足需要低功耗和低电压的良好性能的应用。

低噪声基准电压源

其中一种应用是基于 LT6656 精准串联电压基准的低噪声基准，具有一个 1μA 的低电源电流。结合一个简单的滤波器，LTC6258 能够降低 LT6656 的有效噪声并增强其输出电流驱动能力，同时保持较低的总功耗。

图 1 显示了配置。首先，LT6656 输出之后有一个非常低的截止频率 （R合1和 C合1，低于 5Hz 截止值）。R 的大值合1由于 LTC6258 的输入偏置电流，可能会产生显著的失调电压。设置 R合1至2.7kΩ会产生低于运算放大器标称输入失调电压的失调。 C合1可以更大或更小，并相应地进行或多或少的过滤。C的耐压要求合1很低，导致电容相对较大，体积小。

图1.低噪声基准电压源。

该电路利用了 LTC6258 驱动大容性负载的能力。使用连接至 LTC6258 的大输出电容器组可实现对使用该基准电压的后续电路的显著旁路。总的来说，在这种配置中，LT6656 和 LTC6258 的组合产生了一个具有低噪声、低功率和明显较大的通电容的基准电压。

电压频谱噪声密度如图2所示。低于10kHz的基准电压源的噪声越大，一旦滤波器（R合1和 C合1） 遵循引用。运算放大器采用单位增益配置，无论是否具有44μF大负载，均保持稳定，仅产生少量低频噪声。图3显示了R组合的瞬态响应合1– C合1滤波器和运算放大器电路，带或不带44μF输出电容。

图2.缓冲噪声密度。

图3.基准电压缓冲器瞬态响应。

重要的是，将 LTC6258 引入基准电路后，输出电压准确度不会明显下降。LT6656A 级准确度为 0.05%。在1.25V时，误差为±625μV;误差为0.1%的B级为±1.25mV。使用具有 400μV 最大失调值的 LTC6258 会增加一些标称输出电压的不确定性，但完全在 LT6656 初始误差的数量级之内。测得的电源电流消耗为 21μA。

实用正弦波

使用5V低功耗运算放大器不会产生失真为–100dBc的正弦波。尽管如此，采用 LTC6258 的带通滤波器可与一个易于使用的低功率振荡器结合使用，以低成本、低电压和极低耗散产生正弦波。

有源滤波器组件

图4所示的带通滤波器交流耦合到输入端。因此，LTC6258 输入不会给前一级带来产生特定绝对共模电压的负担。具有 RA1 和 RA2 的简单电阻分压器为 LTC6258 带通滤波器提供了偏置。将运算放大器输入固定在固定电压上有助于减少移动共模时可能产生的失真。

图4.10kHz带通滤波器。

该滤波器的中心频率为10kHz。确切的电阻和电容值可以向上或向下调整，具体取决于最低电阻噪声还是最低总电源电流最重要。该实现方案通过降低反馈环路中的电流，针对低耗散进行了优化。电容C2和C3最初为4.7nF或更高，电阻值较低，但替换为1nF和更高的电阻值，优化功耗较低。

图5.带通滤波器增益/相位与频率的关系

除功耗外，反馈阻抗的次要但同样重要的方面是运算放大器轨到轨输出级的负载。较重的负载（例如1K至10K阻抗）会显著降低开环增益，进而影响带通滤波器的精度。数据表建议卷从 100kΩ 降低 5 倍至 10kΩ。较低的C2和C3可能是可行的，但随后R6变得更大，在输出端引入更多噪声。

该带通滤波器的目标Q为中等，约为3。中等 Q 值而不是高 Q 值允许使用 5% 电容。更高的Q值需要更精确的电容，并且很可能在10kHz时比反馈阻抗负载更高的开环增益。当然，中等Q值比高Q值导致谐波衰减更小。

添加振荡器

低功耗正弦波发生器可以通过将方波驱动到带通滤波器中来获得。完整的原理图如图6所示。LTC®6906 微功率电阻器设置振荡器可轻松配置为一个 10kHz 方波，并能够驱动带通滤波器输入电阻器中相对良性的负载。LTC6906 在 10kHz 时的电源电流为 32.4μA。

图6.采用 LTC6906 定时器布洛克斯输入的 10kHz 振荡器电路。®

图 7 示出了 LTC6906 输出和带通滤波器输出。正弦波的HD2为−46.1dBc，HD3为−32.6dBc。输出为1.34VP-P至 1.44VP–P由于运算放大器在10kHz时的开环增益有限，确切电平略有变化。在 3V 电源轨上，总电流消耗低于 55μA。

图7.电压波形振荡器和滤波器输出。

其他增强功能

图 8 显示了可选的增强功能。一个低功率基准利用了 LTC6906 和 LTC6258 采用非常低的电源运作的能力。基准从一个电池输入提供 2.5V 电压。固定的 2.5V 电源可在输入电压变化的情况下稳定输出电压摆幅。此外，即使具有较高电阻的滤波电容器值更低，也会进一步降低 LTC6258 负载，从而降低耗散并改善滤波器准确度。

图8.带稳压电源的振荡器和滤波器。

自振荡 LED 驱动器

LED闪烁是一种应用，人们会考虑使用微处理器来提供对时钟和占空比的简单控制。事实上，具有电流限制输出的微处理器直接驱动 LED 提供了最直接的实现方式;在漏极中增加一个带LED的MOSFET和一个限流电阻器可产生更大的电流。然而，这些示例不提供在没有一些额外电路的情况下控制LED电流（LED亮度）的方法。当然，微处理器增加了生产中的代码版本控制和维护、开发平台和编程步骤的负担。

图9所示为一个LED闪光灯，该闪光灯控制ON的LED电流，不使用数字合成频率。R2和R3将电源电压的分频副本作为基准引入正端。运算放大器将此电压强制在检测电阻R上意义在 LED 亮起操作中。

图9.带自振荡功能的 LED 驱动器。

图9所示电路将边沿检测与LTC6258的SHDN引脚相结合。C2 可以交流耦合任何快速 VG栅极驱动动作进入信号VC.因此，当 LED 开始亮起时 M1 的栅极电压增加时，VC突然崛起。VC连接到 SHDN 引脚;SHDN 引脚上的上升沿使 LTC6258 保持接通状态，LTC6258 已通过其反馈电路驱动 LED 电流。但是，M3 在 M1 打开时也处于打开状态，因此与 R9 一起工作以缓慢地为 C2 充电，直到 VC低于 SHDN 阈值。此时，低电平有效停机接通，LTC6258 关断。负下降 VG电压再次通过C2馈电，V下降C因此，SHDN引脚电压下降会使电路处于“LED熄灭”状态一段时间。M3 关闭，C2 放电，直到 VC高到足以重新激活 LTC6258。

当微处理器或LTC6992可以与单个MOSFET和电阻器结合使用时，开发这样的电路似乎有点奇怪。然而，这些电路的问题在于缺乏对LED电流的控制。在图9电路中，电压控制在检测电阻两端。LED 电压与 LED 驱动电流无关。开关或闪烁的产生伴随着一些低成本组件的添加。

值得注意的是，在此实现中，LED电流取决于电源，因为电源通过R2和R3馈电。电源计入开和关周期的时间，因为电源为电路的边缘检测和松弛部分供电。当电源下降时，LED电流下降，周期时间增加。这种行为变化有助于电池供电的LED闪烁应用预测寿命结束。或者，利用一个基准（例如 LT6656）为整个电路（LED 和 M1 分支除外）供电，则可以以不变的 LED 亮度和频率运行。

图10显示了检测电阻电压和SHDN引脚电压。SHDN电压与V相连C;如前所述，栅极驱动耦合通过C2。

图 10.LED 闪光灯电流。

组件 RF和 CF可以显着减慢边缘。增加这么大的延迟并不是必需的，但它有助于消除在SHDN引脚变为非活动高电平后器件经历上电序列时出现的任何打嗝。47μs时间常数（RF•CF）在闪烁的时间尺度（数十或数百毫秒）中微不足道——47μs比与C2及其电阻相关的任何时间常数都要小得多。

有源滤波器

LTC®6261/62/63 运放的高 MHz-mA 比率可为传统滤波电路带来新气。这里讨论的两个滤波器示例显示了以前在如此低功耗下无法实现的性能。

二阶贝塞尔滤波器

充足的带宽和低电源电流使有源滤波器能够部署在便携式和其他低功耗应用中。例如，图11所示的二阶贝塞尔滤波器提供了干净的瞬态响应，但代价是频域中的滚降幅度较小。

图 11.二阶贝塞尔滤波器。

测得的电源电流消耗约为230μA，尽管数据手册的电源最大值表明，生产和温度范围内的功耗可能略高。所选电阻值以带内噪声为代价将功耗降至最低。

如果 V裁判源自高阻抗电阻分压器，然后需要一个大电容器，以确保基准电压在极低频率下稳定。使用这种反相放大器配置时，正运算放大器输入端的基准电压源在所有频率下都必须是良好的“交流接地”。

频率响应（图12）显示了两个极点的预期滚降以及3dB点附近的轻微下降;瞬态响应非常干净，如图13所示。

图 12.二阶贝塞尔频率响应。

图 13.贝塞尔滤波器瞬态响应。

三阶巴特沃兹滤波器

通带中最大平坦幅度响应来自使用巴特沃兹滤波器。在滤波器前面增加了一个额外的RC级，以最大限度地提高单个放大器电路的滚降。使用额外的阶段会使数学复杂化，但并非难以解决。

图 14.三阶巴特沃兹滤波器。

测得的电源电流消耗约为 235μA。所选的电阻值以牺牲带内噪声为代价，使功耗降至最低。

频率响应（图15）显示了三个极的预期滚降、一个扩展平台和一个急剧的滚降;瞬态响应包括少量振铃，如图16所示。

图 15.三阶巴特沃兹频率响应。

图 16.巴特沃兹滤波器瞬态响应。

桥接差分输出放大器

这些运算放大器在带宽和噪声性能方面的低电源电流可实现出色的保真度，而功耗仅为便携式音频设备中通常耗散的一小部分。与有源滤波器一样，鉴于LTC6261的独特功能，重新审视便携式音频设备耳机驱动器是一项合理的事业。

便携式设备的一个重要问题是电池消耗。大声播放的音乐，或者听众的音乐选择在很大程度上会影响电池消耗率，设备的最终用途超出了设计人员的控制范围。然而，静态电流不是。由于设备的大部分时间可能都处于空闲状态，因此静态电流非常重要，因为它会不断耗尽电池电量。LTC6261 的低静态电流增加了电池放电时间。

耳机扬声器阻抗范围为32Ω至300Ω;它们的响应度，从每1mW及以上的80dB到100dBSPL。例如，考虑一个每1mW具有90dBSPL的耳机扬声器，需要100mW的输出才能达到110dBSPL.32Ω时，RMS电流为56mA，电压为1.8V;120Ω，29mA和3.5V。

给定一个 3.3V 电源和一个 LTC6261 放大器的输出，可能没有足够的驱动能力来产生 100mW。然而，两个180°相控相放大器的组合足以提供必要的驱动，以达到100mW以上的输出功率。该桥式驱动电路的复制使左右两侧都能供电。图 17 显示了驱动程序原理图。

图 17.音频耳机桥接驱动器。

LTC6263 在一个小封装中提供了四个放大器。来自 2 个放大器 LTC6262 驱动左或右驱动信号的数据如图 18 和图 19 所示。两个放大器的基本电流消耗，高达1VP-P输入但无负载，为500μA。

图 18.LTC6262桥驱动器THD和噪声随不同负载与频率的关系。

图 19.LTC6262 桥式驱动器随不同负载时的 THD 和噪声与 1kHz 时的幅度的关系。

图17所示的解决方案由第一个闭环增益= 1.5的反相增益级和随后的反相级组成。反相级的组合产生单端输入至差分输出增益为3。500mVP-P输入，输出为1.5VP-P，或 0.75V 最大值，或 0.53V有效值.对于 50Ω、500mV 输入时，可提供大约 5.6mW 的输出功率。1V 时P-P输入时，电路提供22.5mW。请注意，LTC6261 输出能够随负载摆动接近轨至轨，这很有帮助。

该电路在实验室中的第一个构建产生了几百Hz的显着音调。事实证明，正输入在所有频率上都没有很好地接地作为“交流接地”，因为电压没有牢固地固定。当使用单电源而不是双电源时，需要固定电压。采用单电源供电时，VM不是地，而是为使反相拓扑正常工作而创建的中轨电压。产生V的电阻分压器M具有较大的电阻值（例如，两个 470K 串联），以最大限度地减少额外的电源电流。大电容器可确保在低频下具有强接地。实际上，增加一个大电容器（1μF，与470k电阻并联形成一个极点）消除了神秘的失真音调。

尽管静态电流较低，但该驱动器可为耳机负载提供低失真。在足够高的幅度下，失真会随着运算放大器输出削波而急剧增加。当输出晶体管开始耗尽电流增益时，削波发生得更快，负载增加。

结论

此处所示的应用利用了 LTC6258 / LTC6259 / LTC6260 和 LTC6261 / 62/63 运放系列中独特的特性组合。这些器件的低静态电流不会降低其性能，其性能通常为更耗电的器件保留。轨到轨输入和输出、关断和封装选择是增加其多功能性的特性。

审核编辑：郭婷