多倍频程宽带数字接收器中的SFDR注意事项

电子战（EW）接收机必须在多个干扰信号的拥挤宽带频谱中拦截和识别未知的敌方信号，而没有通信和雷达接收机采用的动态范围和灵敏度改进威廉希尔官方网站 的优势。通信接收器中采用的入射RF频段限制对于电子战接收器来说是一种不必要的交易，因为EW接收器寻求在更短的时间内处理更宽的瞬时带宽。在雷达领域，接收器动态范围受益于匹配滤波，即接收到的雷达回波与发射信号的副本相关联。唉，电子战接收器事先不知道要拦截的信号，因此没有任何关联！这就像在一群人中寻找一个你从未见过的陌生人......更糟糕的是，他躲起来了，或者根本不在那里！

好消息是：未来几年，高采样率模数转换器（ADC）和数模转换器（DAC）威廉希尔官方网站 将迎来宽带数字接收器架构的演变。最重要的是，ADI公司的转换器将保持传统低速率数字转换器的出色线性度、噪声性能和动态范围。主力超外差调谐器将为直接采样和直接转换架构奠定基础。1自适应频谱调谐将继续从RF转向数字信号处理领域。

宽带RF检测的这种巨大变化将带来尺寸、重量、功耗和成本（SWaP-C）的优势：以更低的每通道成本、与目前相同或更小的外形尺寸，实现更高的接收和发射通道数。

展望具有多倍频程带宽的数字电子战接收机时代的到来，本文讨论了设计同类最佳动态范围时的新挑战和考虑因素。在本文中，动态范围是指瞬时无杂散动态范围，对于负责在拥挤的较大阻塞信号频谱中检测小信号的接收器来说，这是关键品质因数。

下一代 ADC 性能

当今的许多电子战接收器都具有亚倍频程瞬时带宽（IBW），这受到老一代数据转换器的限制。这些将在明天被跨越几GHz IBW的多倍频程宽带数字接收器所取代。例如，在未来几年，越来越多的检测平台将采用ADI转换器芯片，该芯片具有ADC和DAC，能够处理大于4 GHz IBW，同时保持SFDR大于70 dB。2,3,4

一个流行的低SWaP宽带数字接收器ADC用例可能是：

ADC 采样速率为 ~15 GSPS

第一个奈奎斯特区（即直流至6 GHz）的直接样本

第二个奈奎斯特区（即 8 GHz 至 14 GHz）的直接样本

射频模块转换中间（6 GHz至8 GHz）和更高（>14 GHz）频段

电子战接收器需要覆盖从18 GHz到50 GHz及以上的越来越高的频谱范围。ADC的高第二奈奎斯特区简化了频率规划，允许使用具有宽松、更小SWaP射频滤波器的简单RF前端模块转换器。以下讨论考虑了与前一个示例类似的高采样速率ADC级联的RF前端。

宽带数字接收器的动态范围

优化动态范围的接收器设计人员必须在灵敏度（NF）和线性度（IP2、IP3）之间取得平衡，因为这些RF器件属性通常会相互抵消。动态范围受较低RF电平下的灵敏度和较高RF电平下的线性度的限制。根据经验，设置最大允许的接收器工作电平，使多信号交调失真（IMD）杂散电平等于噪声功率，如图1所示。现代系统使用自适应瞬时带宽通道化和处理带宽（Bv），使本底噪声上下移动 10Log（Bv).处理带宽的细微差别主题至关重要，稍后将进行讨论。

图1.将SFDR与ADC工作范围、噪声、IMD杂散和检测阈值相关联。

宽带数字接收器中的多倍频程IMD2挑战

宽带数字接收机的发展带来了新的射频挑战。多信号二阶交调失真（IMD2）杂散是多倍频程宽带数字接收器中存在动态范围损伤的问题。虽然IIP3长期以来一直是RF器件数据手册中的关键品质因数（FOM），但IIP2更难追踪，并且对电子战设计人员来说可能更成问题。IMD2杂散的问题在于，入射2音信号功率每降低1 dB，它们仅下降1 dBc，而三阶交调失真（IMD3）杂散下降2 dBc。

当然，在ADC第一奈奎斯特区下部进行多倍频程直接RF采样并不是什么新鲜事。例如，较旧的系统可能以500 MSPS采样，并在第一个奈奎斯特区观察到直流至200 MHz，没有IMD2问题。这是因为在这些较低频率（即小于几百MSPS）下，ADC特性是高度线性的，并且ADC的有效IIP2和IIP3非常高，导致良性IMD2产品在本底噪声下不可见。然而，就像在宽带RF设备中一样，多GHz、多倍频程ADC线性度会随着频率的增加而降低，IMD2产品在更高的工作频率下通常会高于本底噪声。展望未来，我们需要处理IMD2。

拓宽了宽带数字接收器的SFDR定义

IMD2 崩溃派对需要更新常用接收器 FOM 瞬时无杂散动态范围 （SFDR） 的定义。SFDR指定当有多个较大的信号产生IMD杂散时，接收器可以检测到多远的小信号。SFDR 以相对于大信号的 dB 为单位指定。

传统上，SFDR 是根据 IMD3 产品以及 NF 和处理带宽来定义的。IMD3 引用的 SFDR 在许多文本中都有导出，有时被澄清为瞬时 SFDR，这就是我们在本文中的意思。5,6我们称之为SFDR3：

如今，以IMD2为参考的SFDR受到的关注较少，但它作为一个需要缓解的重大损害迫在眉睫。它可以以与 SFDR3 相同的方式派生。在这里，我们称之为SFDR2：

图2所示为RF前端频谱场景，其中三个同步信号（F1、F2和F3）产生互调产物，将下限设置为动态范围。低于此电平，宽带数字接收器无法轻松分辨目标是真实的还是虚假的IMD杂散。

图2.多信号 F1、F2 和 F3（各 60 MHz）诱导二次谐波、IMD2（红色）、IMD3（绿色）和 IMD2/3 组合（灰色）杂散的示例。本底噪声（棕色）表示为PN.

今天的亚倍频程 IBW 接收器，名义上由图 2 虚线框显示，只担心 IMD3，因为它属于带内且无法过滤。它不太担心IP2，因为IMD2的位置很容易过滤，并且有诱导信号。使用输入RF滤波可以轻松斩波F3，使F3 – F1和F3 – F2远低于本底噪声。与F1和F2二次谐波非常相似，F1 + F2 IMD2使用输出滤波很容易衰减。当然，ADC的二阶性能必须相对于奈奎斯特折叠杂散来考虑，但前端IMD2性能很容易处理。

进入多倍频程 IBW 接收器（名义上由图 2 实心框所示），情况发生了翻天覆地的变化。与IMD3相比，IMD2是更大的问题。IMD2杂散和诱导干扰源现在位于带内。带通滤波破坏了多倍频程 IBW 的目的。这就是为什么可调谐陷波滤波尽管有其局限性，但作为前端干扰抑制器越来越受到关注。它不会切断多倍频程频谱的巨型部分。

图3说明了多倍频程宽带数字接收器的基本多音大信号、IMD2和IMD3电平、本底噪声和由此产生的SFDR之间的关系。该示例使用实际噪声和线性度属性，对具有4 GHz IBW的第一个奈奎斯特区进行采样的ADC，频率为2 GHz至6 GHz。假设处理带宽为 469 kHz。

图3.SFDR2 和 SFDR3 告诉您距离最大信号（基波）有多远，您可以轻松检测到较小的信号。因为它变化很大，所以这里的检测阈值为零。实际上，请从 SFDR 中减去检测阈值。

最佳SFDR2和SFDR3出现在不同的P在相应IMD电平与噪声功率相交的工作点。如果我们假装这是一个具有前端RF频段限制的亚倍频程接收器，SFDR3设置了整体SFDR，我们可以预期最佳情况下SFDR为79 dB，这是非常好的。但由于电子战接收器需要多倍频程 IBW，SFDR2 设置整体 SFDR。在最佳SFDR3输入电平（P在= –20 dBm），IMD2 杂散会使 SFDR 降低 24 dB，导致 SFDR 为 55 dB。公平，尽管令人失望，结果。

一个有用的经验法则是，对于特定的RF输出电平= P射频，O要达到等效的 IMD2 和 IMD3 级别，请执行以下操作：

换句话说，这种情况将使SFDR2和SFDR3线在同一点与本底噪声相交，因此SFDR2不会限制性能。

对于前面的SFDR示例场景，RF前端为ADC供电–20 dBm，OIP3为20 dBm。获得相同级别的 IMD2 和 IMD3 杂散，从而不限制性能所需的 OIP2 是：

原始器件OIP2性能目前尚不可用，因为与其他属性（如频率、带宽、噪声和直流功率）保持平衡。这解释了人们对下一代自适应前端干扰抑制威廉希尔官方网站 的兴趣日益浓厚。

为了缓解IMD2，接收器必须将最大输入工作电平从–20 dBm降低到–32 dBm，然后才能实现66 dB最佳情况下的改进SFDR2。在图3中，此最佳SFDR2是IMD2迹线与本底噪声相交的地方。唉，最好的情况 SFDR2 在 P在= –32 dBm 仍比最佳情况下的 SFDR3 在 –20 dBm 时差 13 dB。由于我们现在已经将最大工作电平下调，因此将重点放在噪声功率（灵敏度）限制上，如下一节所述。

宽带数字接收器的处理带宽由什么设置？

随着处理带宽的缩小，电子战接收器的灵敏度或噪声功率会变得更好。然而，在典型的方式中，需要权衡取舍：我们不能只是将带宽减少到任意小的值，然后去吃午饭。需要考虑哪些竞争因素？为了回答这个问题，我们需要讨论抽取、快速傅里叶变换（FFT）和它们之间的关系。首先，我们定义几个变量：

ADI公司的高采样速率ADC采用片内数字信号处理器（DSP）模块，允许对原始数据流进行可配置的滤波和抽取，以达到发送到下游FPGA的最小可行有效载荷。ADI文献中详细讨论了这一过程。3抽取的明显好处是减少了必须通过JESD204B/JESD204C传递到FPGA的数字有效载荷。另一个好处是，与在FPGA结构中实现相同的操作相比，使用本地片上抽取专用电路（即ASIC）可以节省功耗。但本地片上抽取的好处不仅仅是减少数据流和节省功耗。我们会谈到这一点。

图4显示了现代宽带数字转换中使用的模块（与本次讨论相关）。该流程包括采样、数字下变频、数字滤波、抽取和快速傅里叶变换数据流。

图4.ADC数据抽取和FFT的简单框图

首先，在f处采样的数据S使用微调的NCO将数字下变频至基带（复数I/Q）。然后使用可编程低通数字滤波器对数据流进行滤波。该抽取数字滤波设置IF带宽，是设置接收器本底噪声P的两个不同操作中的第一个N.随着IF带宽变小，随着滤波衰减宽带噪声，集成带内噪声功率降低。

接下来，抽取 M 将有效采样率降低到 fs/M，保持每 M千采样并扔掉中间的样品。

因此，下游FFT处理获得速率为f的数据流S/M 和带宽 fS/2米。最后，FFT长度N设置箱宽和捕获时间，这是设置本底噪声的第二步。

抽取和FFT对宽带数字接收器本底噪声的影响

图5将宽带数字接收器的处理本底噪声（K）与ADC的噪声频谱密度（L）相关联，L是ADC加性噪声数据手册FOM。现有的ADI文献很好地解释了处理增益、NSD、SNR和量化噪声。7

图 5 中最有用的关系是：

处理本底噪声（图5，K）与PN可以放入公式1和公式2中。请注意，设计人员会根据下一节中讨论的设计权衡和约束仔细选择 M 和 N。

图5.抽取和FFT增益操作与通常参考的噪声水平的关系。

尽管增加抽取因子M在降低本底噪声方面具有与增加FFT长度N（图5，E）相同的比例效应，但重要的是要注意其机制完全不同。抽取步骤涉及使用数字滤波对通道进行频带限制。这设置了有效噪声带宽，该带宽决定了通道中的总积分噪声（图 5、D）。 它还设置可检测信号的最大瞬时频谱带宽。将其与FFT步骤进行比较，FFT步骤本身不进行滤波，而是将通道中的总积分噪声分布到N/2个箱上，并定义谱线分辨率。N越高，箱子越多，每个箱的噪声含量越低。8抽取增益M和FFT增益N共同定义了FFT箱宽度，在讨论处理带宽时，它们经常被混为一谈（图5，F），但它们的值必须根据它们各自对信号带宽、频谱分辨率、灵敏度和延迟要求的细微影响来平衡，如下一节所述。

处理带宽和系统性能权衡

将抽取 M 和 FFT N 与高优先级性能属性相关联：

延迟是检测和处理连续频谱捕获的时间，它需要尽可能短的时间。许多系统需要近乎实时的运行。这要求 M × N 尽可能小。随着FFT尺寸的增加，频谱分辨率提高，本底噪声降低，因为积分噪声分布在更多的箱中。权衡是获取时间，这是一件大事，很简单：

最小可检测脉冲宽度（PW）设置了允许的最小IF通道带宽，因为较短时间脉冲的频谱内容在相对较宽的频段上传播。如果IF通道带宽太窄，信号频谱内容会中断，并且无法正确检测到短时间脉冲。设置最大允许 M 的最小 IF BW 必须满足以下条件：

随着FFT箱的变窄，光谱分辨率和灵敏度会提高，这需要增加N.更长的脉冲宽度和PRI需要更精细的分辨率来分辨更近的谱线，这意味着更大的N才能正确检测。增加N可以提高谱线分辨率，但仅在M定义的IF带宽内。如果使用过高的抽取，增加N可以提高M设置的IF带宽内的频谱分辨率，但无法恢复丢失的信号带宽。例如，脉冲宽度低于最小接收器脉冲宽度的脉冲序列将具有频域sinc函数，其主瓣超过抽取带宽。增加N将有助于解析列车的PRF，但对解决脉冲宽度没有任何作用;该信息将丢失。唯一的解决方法是减少抽取M，增加IF带宽。

脉冲序列的抽取、FFT 和检测

电子战宽带数字接收机花费大量精力去交错、识别和跟踪同步入射雷达脉冲序列。载波频率、脉冲宽度和脉冲重复间隔 （PRI） 是雷达信号，对于确定谁是谁至关重要。检测方案中都使用时域和频域。9首要目标是在尽可能短的时间内感知、处理和响应脉冲序列。动态范围至关重要，因为电子战接收器需要同时跟踪多个远距离目标，同时受到高能干扰脉冲的轰击。

脉冲序列FFT示例

介绍了两个脉冲序列示例。第一个代表脉冲多普勒雷达，在10%占空比下表现出非常短的PW（100 ns），导致非常高的PRF。第二个interwetten与威廉的赔率体系 脉冲雷达，表现出相对较长的PW和PRI（较低的占空比，较低的PRF）。以下曲线和表格说明了抽取M和FFT长度N对时间、灵敏度（本底噪声）和频谱分辨率的影响。表1总结了参数，以便于比较。虚构的值并不代表特定的雷达，但仍然处于现实的球场中。10

这里的要点是，M和N不是一刀切的，任何给定的电子战接收器中的复杂检测算法和并行通道化方案都可能为每个算法使用广泛的值。电子战接收器必须能够同时检测两个信号（此处未显示），这就是为什么快速、适应性强的可配置性很重要的原因。动态范围和灵敏度直接取决于必须检测的脉冲属性。

示例：宽带数字接收机感测脉冲多普勒雷达

以下两个FFT捕获脉冲多普勒场景。

图6所示的第一个FFT需要2个多于2个脉冲周期，才能根据FFT主瓣的宽度确定信号的脉冲宽度。抽取M设置为中频带宽，该中频带宽足够宽以捕获主瓣以及一些旁瓣。响应时间非常快。快速响应时间的代价是本底噪声和频谱分辨率较差。请注意，由于缺乏光谱分辨率，FFT中没有PRI信息。

图6.快速捕获脉冲多普勒雷达典型的窄脉冲宽度、高PRF脉冲序列。

图7中的第二个FFT显示，随着采样长度N（和时间）的增加，本底噪声和频谱分辨率有所改善。M 保持不变。通过大约九个脉冲周期，频谱分辨率提高到足以确定FFT的PRI（1 / PRF）。在旁瓣之间可以看到本底噪声。

图7.脉冲多普勒示例的较长FFT，用于解析谱线。

示例：宽带数字接收机感应脉冲雷达

以下两个FFT捕获了更广泛的脉冲场景。

图8所示脉冲雷达示例中，更宽的PRI或更低的脉冲密度需要更高的N.调整M完全取决于系统。如果必须在同一IF通道中同时检测短脉冲和长脉冲，则必须设置M以适应短脉冲频谱带宽，并且不能增加。单独考虑，长脉冲需要较低的IF带宽，因此可以将M设置得更高，以改善通道噪声和由此产生的灵敏度。然而，所需的捕获时间或FFT长度N要长得多。因此，检测算法可能希望在短脉冲场景中做出中间决策，同时系统获得足够高的N来解析长脉冲。

图8.快速捕获脉冲雷达典型的长脉冲、低PRF脉冲序列。

图9中的第二个长脉冲FFT示例说明了长PRI（低PRF）如何产生非常接近的谱线，这需要非常低的FFT箱尺寸或分辨率带宽。权衡甚至需要更多的时间（FFT N）。好处是更好的灵敏度。

图9.用于解析谱线的较长脉冲FFT示例。

采用级联ADC的宽带数字接收器RF前端设计

确定动态范围和灵敏度目标后，RF前端必须与数字数据转换器配对。最佳RF前端设置接收器灵敏度（NF），并以足够好的线性裕量执行所需的频谱信号调理，使ADC性能能够设置接收器IP3和IP2。前端RF增益通常设置为足够好，以建立所需的级联NF，因为超出该增益通常会损害动态范围，因此可以避免。如果前端瓶颈动态范围和ADC能力被抛弃，那就是犯罪！

一个有用的技巧是将ADC品质因数转换为等效的RF级联参数，并将ADC视为RF黑匣子。一些经验法则：

其中 P射频（dBm） 是测量 IMD3 和 IMD2 电平的 ADC 输入射频电平。

请注意，在调整处理增益之前，组合前端和ADC的级联系统NF是宽带噪声。

前端至ADC级联设计示例

下面是使用图 10 所示的前端进行级联分析的示例。该链受益于ADI最新发布的RF目录，包括：

ADMV8818宽带可编程高通/低通可调谐滤波器。

ADRF5730宽带RF SOI数字衰减器。

ADRF5020 宽带射频 SOI 单刀双掷

ADL8104超高IP2宽带RF放大器。

AD9082MxFE 4× DAC （12 GSPS） + 2× 模数转换器 （6 GSPS）

此外，该链还具有ADI公司开发的宽带200 W RF限幅器和小尺寸高Q值固定滤波。

图 10.具有开关高灵敏度和旁路模式的RF前端示例。

保持动态范围的一种古老威廉希尔官方网站 是在低输入信号的高检测模式和较高输入信号的旁路模式之间切换。如表2所示，高检测路径有利于NF性能，旁路路径允许更高的NF有利于更高的线性度（IP2和IP3）。性能表说明了这一优势。

表3比较了前端和ADC黑盒参数，以及得到的整体级联性能。

在高检测模式下，动态范围的限制因素是本底噪声，因此优先考虑级联NF。前端噪声系数主要取决于抑制干扰所需的前端滤波的插入损耗（本例预算为6 dB损耗）。这种预选滤波需要位于放大器之前才能有效，因为放大器将产生多信号IMD产品。

在旁路模式下，我们受益于SOI威廉希尔官方网站 的极高线性度。这里没有任何技巧，因为放大器有限的线性度被简单地切换出来，有利于更高的线性度、更低的增益和更高的NF。

宽带数字接收机设计结果与优化

以下性能热图是灵敏度分析，显示了变化的瞬时无杂散动态范围（DR，dB）：

处理带宽和射频输入电平

射频前端 IIP2 和射频输入电平

射频前端噪声和射频输入电平

每个方案都针对高灵敏度和旁路路径运行。这些框注释了有利的操作区域。这些表告诉您动态范围（SFDR），或到本底噪声或最高IMD杂散的距离，对于给定的最大输入信号电平，P。在.对于任何给定的表，静态变量都是根据前面的链参数设置的。

如前几节所述，Bv图11中选择的波形取决于波形检测目标。下 Bv降低本底噪声，改善低P下的动态范围在，但以较慢的 FFT 时间为代价。相反，高 Bv值会增加本底噪声，而较差的灵敏度会限制动态范围。可能的操作区域处于两者之间的平衡点。

图 11.瞬时无杂散动态范围 （DR） 与射频输入电平的关系 （P在） 和处理带宽 （Bv);高灵敏度（顶部）和旁路模式（底部）。

图12表明，在低P时在水平，IIP2无关紧要，因为灵敏度设置了动态范围。中端性能对IIP2最敏感。中档输入功率电平可能构成大多数用例，如P在提高到高检测旁路开关点时，放大器线性度，尤其是IP2，至关重要。ADL8104的出色IP2在这个重要的中端器件中脱颖而出，保持了高动态范围性能。

旁路模式较高的IIP2允许工作区盒向下移动以遵循最佳动态范围。

图 12.瞬时无杂散动态范围 （DR） 与射频输入电平的关系 （P在） 和射频前端输入参考 IP2;高灵敏度（顶部）和旁路模式（底部）。

图13显示，对于NF的大幅改进（SWaP-C和线性度的成本可能非常高），使用中档B时，动态范围的回报会递减。v.为了使较低的 NF 得到回报，Bv需要随之减少，并容忍相关的权衡。高检测模式适用于10 dB至15 dB范围内的NF。对于旁路模式，考虑到线性度的优势，高NF被证明是一种愿意的权衡。理想情况下，对于旁路模式，NF可以保持在20 dB至25 dB范围内。旁路模式下更好的NF无助于动态范围，因为我们受到IMD的限制。

图 13.瞬时无杂散动态范围 （DR） 与射频输入电平的关系 （P在）和射频前端噪声系数（NF）;高灵敏度（上）和旁路模式（右）。

总结

电子战即将向多倍频程、多GHz瞬时带宽RF调谐器和宽带数字接收器演进，引入了IMD2效果，挑战动态范围。今天从IMD3的角度考虑SFDR将扩大到包括IMD2，设计人员将使用SFDR2和SFDR3方程。系统本底噪声是动态的，因为处理带宽会根据波形检测和时间要求动态变化。在设计最佳本底噪声时，抽取M和FFT深度N共同定义了FFT箱宽度，但它们都有单独的重要影响需要考虑。提供了不同M和N的脉冲序列FFT示例。随着ADC性能的提高，前端继续依赖具有可调谐属性和频率选择性的高线性度宽带RF元件。前端应与ADC的RF属性级联设计。

审核编辑：郭婷