通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源

通用RF器件的邻道泄漏比（ACLR）来源

摘要：任何通用的RF器件，不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比（ACLR）都受器件三阶互调失真（IM3）的影响。可推导出器件的IM3与三阶输出交调截点（OIP3）之间的关系。本文介绍了估算ACLR的公式推导，ACLR是IM3的函数。

ACLR/IMD模型

为了了解RF器件的ACLR来源可以对宽带载波频谱进行interwetten与威廉的赔率体系 ，相当于独立的CW副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续RF载波由四个单独的CW副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。

图1. 宽带载波信号的副载波模型

图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波（1和2），可以考虑RF器件中的任意IMD3失真引起的三阶IMD分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的IMD3失真结果。

来自副载波1和3的IMD3分量在与载波1间距相同的频率处具有IMD3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” IM分量。同样，来自副载波1和4的IMD3生成的失真分量距离载波边缘更远。

注意这里还存在其它的IMD分量。副载波2和4产生的IM3分量直接叠加在副载波1和2产生的IMD分量上。这一累加效应会使距离RF载波边缘较近的IMD分量的幅值比距离RF载波边缘较远的IMD分量高，产生ACLR失真频谱中的“肩”特性。Leffel¹发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的IMD分量的这种累加。

这种方法可以定量地预测单独的IMD3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度²。多个宽带载波的ACLR性能与该模型中的ACLR非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的ACLR处于IMD3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的ACLR比单载波系统的ACLR差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的ACLR性能。这种基本方法只通过OIP3参数来预测RF器件的ACLR性能。

基本关系

器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：

IMD3 = （3 x Pm） - （2 x OIP3）

其中，

Pm = 双音测试例子中的每个单音功率

IMD3 = 三阶IM3，以dBm为单位，表示绝对功率

OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率

为了方便，可将该公式重写为相对IMD3，即与功率电平（P）有关的IM3性能。

IMD3 = 2 x （Pm - OIP3）

其中，

Pm = 双音测试例子中的每个单音功率

IMD3 = 三阶IM3，以dBc为单位，表示相对功率

OIP3 = 三阶交调截点，表示绝对功率

例1

以总输出功率（Ptot）为+30dBm，OIP3为+45dBm的功率放大器（PA）为例。这样一个PA的相对IMD3可利用上述公式推导得出。但是，IM3双音测试中每个单音的输出功率比PA的总输出功率低3dB，即每个单音+27dBm。所以利用这些值来计算该PA的IMD3：

Ptot = +30dBm （PA的总输出功率）

Pm = （+30dBm - 3dB） = +27dBm每个单音

OIP3 = +45dBm

IMD3 = 2 x （27 - 45） = -36dBc

ACLR与IMD3的关系

宽带载波的ACLR通过一个校正因数与双音IMD3性能相关。该校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。ACLR与IMD3的有效关系如下所示：

ACLRn = IMD3 + Cn

其中Cn如下表所示：

No. of Carriers12349

Correction Cn （dB）+3+9+11+12+13

我们可以将IMD3和ACLRn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由RF器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的ACLR。

ACLRn = （2 x ［（P - 3） - （OIP3）］） + （Cn）

其中，

Ptot = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位

OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位

ACLRn = “n” 载波的ACLR ， 以dBc为单位

Cn = 上述表中的值

例2

重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mW，总输出功率为1W。

P/载波 = +24dBm

Ptot = +30dBm，总功率

OIP3 = +45dBm

ACLRn = 2 x （（30 - 3） - （45）） + 12

ACLRn = -36dBc + 12dB

ACLRn = -24dBc

重新整理该公式可推导出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改写后的公式如下：

OIP3 = 0.5 x （［2 x （P - 3）］ - ［ACLRn］ + ［Cn］）

其中，

P = 所有载波的总输出功率，以dBm为单位

OIP3 = 器件的OIP3，以dBm为单位

ACLRn = “n” 载波的ACLR ， 以dBc为单位

Cn = 上述表中的值

例3

重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波ACLR期望值是-50dBc。

P/载波 = +24dBm

Ptot = +30dBm，总功率

ACLRn = -50dBc

OIP3 = 0.5 x （［2 x （30 - 3）］ - ［-45］ + ［12］）

OIP3 = +55.5dBm

结论

通用RF器件的载波功率电平、OIP3指标和单载波/多载波ACLR性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的RF器件。包括许多通用的RF器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对ACLR的预测精度接近±2dB。

参考文献

Michael Leffel， “Intermodulation Distortion in a Multi-signal Environment，” RF Design Magazine， June 1995， pp. 78-84.

Nuno Borges Carvalho and Jose Carlos Pedro， “Compact Formulas to Relate ACPR and NPR to Two-Tone IMR and IPE，” Microwave Journal， December 1999， pp. 70-84.

审核编辑 ：李倩