单电源仪表放大器电路图

仪表放大器将两个信号的差值放大。典型的差模信号来自传感器件,诸如电阻桥或热电偶。图1示出了仪表放大器的典型应用,来自电阻桥的差模电压被AD620（低功耗,低成本,集成仪表放大器）放大。在热电偶和电阻桥的应用中,差模电压总是相当小（几毫伏到十几毫伏）。而两个输入端输入的同极性、同幅值的电压约为2.5V,还有对测量无用的共模分量,所以理想的仪表放大器应该放大输入端两信号的差值,任何共模分量都必须被抑制。事实上,抑制共模分量是使用仪表放大器的唯一原因。实践中,仪表放大器从没有彻底抑制掉共模信号,输出端总会有一些残余成份。

共模抑制比（CMRR）是用来衡量共模信号被放大器抑制程度的一个综合指标,它由下式定义

图1 在一个典型的仪表放大器的应用中,输入共模电压由来自桥的直流偏压（V_S/2）和输入线中检拾的任何共模噪声组成。共模电压的一部分总会出现在仪表放大器的输出端。

式中的Gain是放大器的差模增益,V_cm是输入端存在的共模电压,V_out是输入共模电压在输出端的结果。

代入具体值,如AD620集成仪表放大器所设置增益为10时,CMRR为100dB,图1中共模电压为2.5V,由（1）式求出它在输出端的电压为250m V。有上面设定,注意到由输入和输出失调电压所引起的输出电压约为1.5mV,这说明作为误差源,CMRR并没有失调电压重要。至此,只讨论了直流信号的共模抑制比。

交流和直流共模抑制比

在图1中,共模信号可以是稳态的直流电压（如来自电桥的2.5V电压）,或是来自外部干扰。在工业应用中,最普通的外部干扰从50Hz/60Hz输电干线检拾而来（例如来自照明灯,电机或任何在输电干线上运行的设备）。在不同的测量应用中,仪表放大器输入端的干扰基本相等,因此在这里干扰信号也被看作共模信号,被叠加在输入直流共模电压上,在输出端得到的是这个输入共模信号的衰减形式,衰减程度取决于该频率下的CMRR。

虽然直流失调电压可以通过微调和校准轻易除去,而输出端的交流误差却很麻烦。例如,如果输入回路从输电干线检拾到50Hz或60Hz的干扰,那么输出端的交流电压会降低整个应用的分辨度。滤除干扰代价很昂贵,并且仅在对速度要求不高的应用中才可行。显然,整个频率范围内的高共模抑制有助于减小外部共模干扰的影响。

所以,实践中在整个频率范围内来讨论CMRR比讨论它在直流时的情况要有意义得多。集成仪表放大器数据手册列出了在50Hz/60Hz时的CMRR,图解部分给出CMRR随频率变化的曲线（见图2）。

图2表明AD623（低价格集成仪表放大器）CMRR在频率范围内变化的情况。100Hz以前保持平坦,之后（大于100Hz）开始下降,可以看出,50Hz/60Hz电网干扰会被很好的抑制。还要注意电网频率的谐波干扰,在工业环境中,电网频率谐波可以达到第七谐波（350Hz/420Hz）。此时,CMRR降到大约90dB（增益为10）。这使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多数共模干扰。

不同结构的仪表放大器

现在考察仪表放大器的不同结构,结构的选择和无源元件的精确度会影响交直流的CMRR。3.1 二运放仪表放大器

图3是一个基本二运放仪表放大器的电路图,差模增益可由式（2）给出

（2）

这里R₁=R₄,R₂=R₃,如果R₁=10kΩ,R₂=1kΩ,差模增益为11,从式（2）可知,根本不可能使编程增益为1。

3.1.1 二运放仪表放大器的共模增益

直流共模电压引起的输出电压由式（3）给出

运用式（1）,可得电路的CMRR的表达式为

因为分母中的电阻比总是接近1,不需要考虑仪表放大器的增益,我们可得到,二运放仪表放大器的CMRR随差模增益的增加而增加。

在上述电阻网络中,由于存在误差,实际电阻值不可能完全等于标称值,即存在失配,可以将R₁R₃的实际值比它与R₂R₄之差值的百分率定义为失配。式（4）可以改写为

式中Mismatch为失配率。

编程增益的四个电阻间的任何不匹配都会直接影响CMRR。在环境温度下,精密的电阻网络通过微调可以达到最大精确度。电阻的温度漂移造成的任何失配都会加剧CMRR的降低。

显而易见,高共模抑制的关键是电阻网络,因此电阻比和相对应的漂移两者都要很好的匹配,而电阻的绝对值和他们的绝对漂移却不重要,关键在于匹配。

集成仪表放大器特别适合于增益编程电阻的比值匹配和温度跟踪。制作在硅片上的薄膜电阻的最初容差达到± 20%,制作过程中的激光修整使电阻间的比例误差减小至0.01%。此外,各薄膜电阻值和温度系数之间的相关变化很小,通常小于3×10- ⁶/℃。

图4说明在环境温度下电阻失配的实践结果。图3中,电路CMRR的测量(增益为11)用到4个电阻,其失配约为0.1%(R₁=9999.5Ω,R₂=999.76Ω,R₃=1000.2Ω,R₄=9997.7Ω)。直流CMRR的值约为84dB（理论值为85dB）,当频率增加时,CMRR迅速下降。图4同时给出了电网干扰的输出电压的示波器波形。180Hz时200mV(峰-峰)谐波引起的输出电压约为800m V。由上述设定,一个输入范围为0～2.5V的12位数据采集系统的1sb权重为610mV。

A₁同相端的V_in-信号经A1后产生的相移或延时将导致V_in-和A₁的输出信号间出现向量误差,引起整个频率范围内CMRR的降低。为保证一定的CMRR,V_in-和A₁输出端的共模信号应有相同的相位和幅度,这只有在A₁没有延时时才可能做到。选择一个匹配的高速双运放可以扩展频率范围,从而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速运放会检拾外部高频干扰。另一个解决方法是在A1的反相输入端和地端之间接一个微调电容,缺点是必须手动微调。

所以图4的CMRR（在频率范围内）受两个截然不同的参数的影响。在低频时,CMRR与编程增益电阻的失配直接关联,高频时,运放的差模闭环增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二运放仪表放大器的共模范围

二运放仪表放大器的输入共模范围受编程增益的影响。图3中,A1工作在闭环增益为1.1时,输入端的任一共模电压都被放大（即输入共模电压经1.1倍放大后出现在A1的输出端）。

现在讨论仪表放大器可编程增益为1.1时的情况（R₁=1kΩ,R₂=10kΩ,R₃=10kΩ,R₄=1kΩ）。A1的闭环增益为11,因为共模电压会被放大,所以输入共模范围受A1输出摆动幅度的严格限制。在应用中,强制性使用低电压引起的问题特别严重,这种情况下,运用满幅度放大器会增加一些摆动范围以缓解这个问题。

三运放仪表放大器

图5是三运放仪表放大器的结构,是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂,当R₁=R₂=R₃=R₄时,传输函数可以简化为

（6）

R₅和R₆设置为相同值（通常在10～50kΩ）。简单地调节R_G的值,电路的整个增益可由单位值调至任意高的值。

3.2.1 三运放仪表放大器的共模增益

如所期望的,仪表放大器的共模增益的理论值为0。为计算共模增益,设定输入端只有一个V_cm共模电压（也即V_in+=V_in-=V_cm）。R_G上没有电压降,A1,A2的输出电压也等于V_cm,设A1和A2理想匹配,因此第一个近似值即第一级共模增益等于单位值并独立于编程增益。

假定运放A3是理想的,第二级共模增益由式（7）得到

代入式（1）,共模抑制比就变为式（8）

式中的分母比二运放仪表放大器时复杂得多,而正如式（4）所示,分母可用电阻的失配百分率来表示,即

在式（8）中,如果4个电阻都相等（或R₁=R₃,R₂=R₄）,其分母就会变为0,而这几个电阻的任何失配都会使共模电压的一部分出现在输出端。与二运放仪表放大器相似：任何电阻间温度漂移的失配都会降低CMRR。

3.2.2 三运放仪表放大器的交流CMRR

如果A1,A2很好的匹配（即相同的闭环带宽）,CMRR就不会像二运放那样迅速下降。对比一下图2和图4,三运放仪表放大器的CMRR在100Hz之前相对平坦,而二运放仪表放大器的CMRR在大约10Hz时就开始降低。

3.2.3 三运放仪表放大器的共模范围

三运放仪表放大器的第一级共模增益为单位值,共模电压原封不动的出现在图5中A1,A2的输出端,而差模输入电压（V_diff）降落在增益电阻上,结果电流流过R₅,R₆,这意味着当输入差模电压增加时,A1的电压将高于V_cm,A2的电压将低于V_cm。因此,当增益和（或）输入信号增加时,A1,A2的电压范围也会增加,最终被电源电压的范围所限制。可以知道,共模电压可以达到的范围、差模输入电压、增益这三者之间是互相关联的。例如,增加增益会减小共模范围和输入电压范围,同样,增加共模电压会限制差模输入范围并限制增益可能达到的最大值。如果输入级运放的输出摆动已知,那么就能很好地表示输入范围,共模范围和增益之间的关系,以服务于特殊的三运放仪表放大器。

工业应用中运用低电源电压时,可用的摆动范围也越来越少。至于二运放仪表放大器,可以用满幅度运放来解决这个问题,三运放仪表放大器中,因为过度的输入电压、共模电压或增益会削减输入级（A1,A2）的输出电压,所以满幅度输出级（A3）在这里根本起不了什么作用。

3.2.4 低共模应用中优化的单电源三运放仪表放大器

图6是AD623（低耗单电源满幅度仪表放大器）的简图,沿用传统的三运放仪表放大器结构,在用作输入级运放之前,正反相输入电压通过一个PNP管,电压上偏了0.6V。

要理解电平偏移的重要性,先要考虑仪表放大器工作的通常条件。图7示出了AD623的一个典型应用,仪表放大器放大的信号来自一个J型热电偶,仪表放大器连同A/D转换器共同由+5V单电源供电。此应用中。所测温度范围从－200～+200℃,相应的热电偶的电压范围为－7.890～10.777mV。

如通常一样,热电偶的一端接地,使偏置电流流入仪表放大器。因此,同相、反相输入电压中间的共模电压非常接近地电平。实际上,从热电偶而来的电压开始变负时,有效共模电压也变负。

在传统的三运放仪表放大器中,当热电偶电压开始大于零时,输入级的电压扩展效果会导致输入级的一个运放的输出电压变为地。图6的电平偏置结构通过有效的在共模电压上加0.6V,避免了这个问题,从而对地有更多的摆动范围,并且使A1和A2满幅度运放的输出电压处于线性区域,即使输入电压和共模电压低于地电平。输入电压可以负到150mV,这由编程增益和共模电压控制。

在此例中,仪表放大器的设置增益为91.9（R_G=1.1kΩ）,基准脚的电压设为2V,只要热电偶电压处在温度为－200～+200℃间变化,仪表放大器的输出电压范围就为1.274～2.990V（对地）,这个电压摆动范围很适合A/D转换器的输入电压范围（2V±1V）。

3.2.5 单电源二运放仪表放大器在低共模电压中的应用

加一个V_be电压降使共模电压升高的方法可应用于二运放仪表放大器。图8是AD627的简图,它是一个集成二运放仪表放大器,运用特殊威廉希尔官方网站来获得整个频率范围内的高CMRR。必须指出,对于三运放仪表放大器而言,必须注意补偿内部节点电压,避免信号饱和,这在单电源应用中格外严格。一般说来,最大增益由输出有效信号的范围决定（反相通道大于50mV,同相通道为100mV以内）。而在输入共模电压接近或等于零的单电源应用中,编程增益有一定限制。当输入、输出和基准引脚（REF）的电压范围由威廉希尔官方网站说明所规定时,这些引脚的电压范围是互相影响的。在图8中,由含有共模分量V_cm的差模电压V_diff驱动,运放A1输出端电压是V_diff、V_cm、V_ref引脚电压和编程增益的函数：

V_A1=1.25（V_cm+0.5V）- 0.25V_ref-V_diff（25kΩ/R_G－0.625）

也可用-IN和+IN（V_－和V₊）脚上的实际电压来表示：

V_A1=1.25（V_－+0.5V）- 0.25V_ref-（V_＋-V_－）25kΩ/R_G

A1的输出电压在反相通道为50mV以内,同相通道为200mV以内摆动,上述等式可用以验证A1的电压是否在此范围内。从以上任何一个等式可以看到,当V_ref作为AD627的输出(A2)正偏置增加时,A1的输出电压会减小。此外,增加输入共模电压会增加A1的输出电压。在共模电压较低的单电源应用中,差模输入电压或REF上的电压太高会使A1的输出变为地电平。输入电压有效上偏0.5V（如T1和T2的V_be）可以增加一些摆动范围。

表1给出AD627在不同单电源输入条件下的最大增益值,输出摆幅是根据REF脚上的电压得到的,REF上的电压已经被设置为2V或1V,以使增益和输出摆动范围最大。注意在很多情况下,使单电源电压值大于5V毫无好处（输入范围为0V至1V时除外）。

表1 AD627低共模单电源应用的最大增益

V_in	REF Pin	Supply Voltage	Resulting max Gain	R_G tolerance）	Output Swing w.r.t 0V
+/- 100mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	12.0	28.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 50mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	23.7	10.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 10mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	119.9	1.74kΩ	0.8 to 3.2V
V- = 0V,V₊= 0 to 1V	1V	+10 to +15V	7.5	78.7kΩ	1 to 8.5V
V- =0V,V₊=0 to 100mV	1V	+5 to +15V	31	7.87kΩ	1 to 4.1V
V- =0V,V₊= 0 to 10mV	1V	+5 to +15V	259.1	787kΩ	1 to 3.6V

4 滤去高频共模信号

所有的仪表放大器都能校正高频中超出频带的信号,一旦校正,这些信号就变成直流失调误差出现在输出端。图9的电路提供了一个很好的RFI抑制,在仪表放大器的通频带内不会降低性能。电阻R₁和电容C₁（同样R₂和C₂）组成一个低通RC滤波器,- 3dB带宽F=1/（2πR₁C₁）,代入元件值,这个滤波器有大约40kHz的- 3dB带宽。电阻R₁和R₂要选择足够大,使电路输入与电容分离,但不能大到增加电路噪声的程度,为维持放大器通频带的共模抑制,电容C₁和C₂必须是± 5%乃至更好的元件,或经测试能提供很好匹配的低成本元件。

维持低频时的共模抑制,电容器C₃是必需的。R₁、R₂和C₁、C₂构成桥电路,桥电路的输出与仪表放大器的输入相接。C₁,C₂的任何失配都会导致桥电路失衡并减小共模抑制。C₃确保任何RF信号为共模信号（极性幅值相同地出现在仪表放大器的两个输入端）,并且不会差分输入。第二级低通网络（R₁+R₂和C₃）的- 3dB带宽为1/[2π（R₂+R₁）C₃],将C₃=0.047m F代入,此电路－3dB信号带宽约为400Hz。典型的直流偏移（整个频率范围内）小于1.5m V,电路对RF信号的抑制大于71dB。通过减小R₁、R₂至2.2 kΩ,电路的- 3dB信号带宽可以增至900Hz。除了在仪表放大器之前的电路必须驱动一个抵阻抗负载外,性能与使用4kΩ时相似。

图9的电路可用一个PCB板来建立,元件引线必须尽可能短,电阻R₁,R₂可为1%金属膜电阻,而电容C₁、C₂必须为±5%容差元件,以避免降低电路的共模抑制。推荐用5%银云母片电容或松下公司的±2%PPS膜电容。

图9 通常模式和共模抑制RF干扰的衰减电路

图6 AD623采用典型三运放仪表放大器的结构。通过给两个输入端上偏0.6V电压,即使在极低共模电压下也可单电源工作。

图7 AD623的输入级电平偏置非常适用于单电源低共模应用。温度范围为- 200～+200℃,J型热电偶的电压范围从- 7.890～10.777mV。91.9的增益使仪表放大器的输出电压范围为1至3V（即2V±1V）,输出端与单电源供电的AD7776A/D转换器相接。

　

图8 一个集成二运放仪表放大器AD627,也采用V_be电平偏置以便低输入共模电压在单电源下工作。

图4 可编程增益的四个电阻间0.1%的失配决定二运放仪表放大器低频时的CMRR。两个运放间闭环增益的差异会导致整个频段CMRR的降低。在180Hz时,200mV的电网谐波会在运放输出端产生800μV的电压。

图5 三运放仪表放大器的结构,R₁,R₂,R₃,R₄之间0.1%的失配会导致最坏情况下CMRR为60dB（增益为1）。漂移失配使CMRR降低加剧。

图3 二运放仪表放大器的输入共模范围随差模增益降低而降低（不可能得到单位增益）。电阻的不匹配决定直流和低频时的CMRR,而高频CMRR取决于通过A1的V_in-的相移。